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Hintergrund
der Erfindung 1. Gebiet der Erfindung
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Diese
Erfindung bezieht sich allgemein auf einen Sender-Empfänger zur
Verwendung in mobilen Einrichtungen, z. B. einem Fahrzeug und einem Schiff,
und insbesondere auf einen Sender-Empfänger, der verwendet wird, wenn
die Entfernung zwischen mobilen Einrichtungen und die relative Geschwindigkeit
zwischen denselben gemessen werden.
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2. Beschreibung der verwandten
Technik
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Es
wurde etwas entwickelt, was Automobil-Millimeterwellen-Radargerät genannt
wird, das auf ein Messen der Entfernung zwischen einem Fahrzeug
und einem weiteren Fahrzeug, das vor oder hinter demselben fährt, während des
Fahrens auf einer Straße
abzielt. Im allgemeinen wird ein derartiger Sender-Empfänger in
einem Modul hergestellt, das einen Millimeterwellenoszillator, einen
Zirkulator, einen Koppler, einen Mischer und eine Antenne umfasst
und ist an einem Front- oder Rückabschnitt
eines Fahrzeugs angebracht.
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Ein
Lastkraftwagen z. B., wie in 16 gezeigt,
misst die Entfernung von demselben bis zu einem Personenwagen, der
vor demselben fährt,
sowie die relative Geschwindigkeit zwischen denselben durch ein
Senden und Empfangen von Millimeterwellen gemäß einem Verfahren mit frequenzmodulierter kontinuierlicher
Welle (FM-CW-Verfahren). 17 ist ein
Blockdiagramm, das die Konfiguration des gesamten Millimeterwellenradargeräts darstellt.
Ein Sender-Empfänger und
eine Antenne dieser Figur sind in dem Fall des in 16 dargestellten
Beispiels an einem Frontabschnitt des Fahrzeugs oder Lastkraftwagens
angebracht. Im Gegensatz dazu ist eine Signalverarbeitungseinheit üblicherweise
an einem willkürlichen
Abschnitt des Fahrzeugs vorgesehen. Ein Signalverarbeitungsabschnitt,
der in der Signalverarbeitungseinheit vorgesehen ist, ist wirksam,
um die Entfernung von derselben zu dem Fahrzeug, das vor derselben
fährt,
sowie die relative Geschwindigkeit zwischen denselben als numerische
Informationen durch ein Verwenden des Sender-Empfängers zu
extrahieren. Ferner ist ein Steueralarmabschnitt wirksam, um eine
Warnung gemäß der Beziehung zwischen
der Fahrgeschwindigkeit des Fahrzeugs oder Lastkraftwagens und der
relativen Geschwindigkeit desselben auszugeben, z. B. wenn vorbestimmte
Bedingungen erfüllt
sind oder wenn die relative Geschwindigkeit desselben in Bezug auf
das Fahrzeug, das vor demselben fährt, einen Schwellenwert überschreitet.
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18 ist
eine schematische Draufsicht, die die Konfiguration eines Sender-Empfängers des Stands
der Technik darstellt. In dieser Figur bezeichnet das Bezugszeichen 2 einen
Zirkulator, auf dessen beiden Seiten sich ein Oszillator 1 bzw.
eine Abschlussvorrichtung 3 befinden. Das Bezugszeichen 11 bezeichnet
einen dielektrischen Resonator, der als ein Primärstrahler zum Senden von Wellen
wirkt. Ferner ist ein dielektrischer Streifen 4 zwischen
dem Zirkulator 2 und diesem dielektrischen Resonator 11 platziert.
Das Bezugszeichen 12 bezeichnet einen dielektrischen Resonator,
der als ein Primärstrahler zum
Empfangen von Wellen wirkt, und 15 ist ein Mischer. Ferner
ist ein dielektrischer Streifen 14 zwischen denselben platziert.
Ferner sind ein linearer dielektrischer Streifen 6, dielektrische
Streifen 5 und 7, die jeweilige gebogene Abschnitte
bilden, und Abschlussvorrichtungen 8 und 9 wie
in dieser Figur dargestellt platziert. Ferner ist ein Näheabschnitt,
der nahe an den dielektrischen Streifen 4 und 5 ist,
als ein Koppler 10 vorgesehen. Zusätzlich ist ein weiterer Näheabschnitt,
der nahe an den dielektrischen Streifen 14 und 7 ist,
als ein Koppler 13 vorgesehen. Ferner sind dielektrische
Linsen 16 und 17 an den oberen Abschnitten der
dielektrischen Resonatoren 11 bzw. 12 befestigt.
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19 ist
ein Diagramm, das eine äquivalente
Schaltung des in 18 gezeigten Sender-Empfängers darstellt.
Der Oszillator 1 ist mit einer Varaktordiode und einer
Gunn-Diode versehen. Ferner
wird ein aus demselben ausgegebenes Oszillationssignal durch den
Zirkulator 2 an den dielektrischen Resonator 11 gesendet
oder weitergeleitet und wird dann durch die dielektrische Linse 16 abgestrahlt.
Der Zirkulator 2 und die Abschlussvorrichtung 3 bilden
einen Isolator. Ein HF-Signal, das durch die dielektrische Linse 17 und
den dielektrischen Resonator 12 empfangen wird, breitet
sich in dem dielektrischen Streifen 14 aus. Zu dieser Zeit
wird ein LO-Signal durch die Koppler 10 und 13 in
den dielektrischen Streifen 14 gemischt und wird weiter
in einen Mischer 15 eingegeben. Dieser Mischer 15 wird durch
eine Schottky-Barriere-Diode gebildet und erzeugt IF-(Zwischenfrequenz-)
Signale.
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20 ist
eine schematische Draufsicht des Sender-Empfängers
in dem Fall, in dem eine Sende-/Empfangsantenne gemeinsam zum Senden
und Empfangen von Wellen verwendet wird. In dieser Figur bezeichnet
das Bezugszeichen 2 einen Zirkulator. Ferner sind ein Oszillator 1,
ein Mischer 15 und ein dielektrischer Resonator 11,
der als ein Primärstrahler
dient, an Toren durch dielektrische Streifen 4, 14 bzw. 18 platziert.
Ferner ist ein Koppler dadurch konfiguriert, dass ein dielektrischer
Streifen 19, der einen gebogenen Abschnitt bildet, dessen
beide Enden abgeschlossen sind, nahe zu den dielektrischen Streifen 4 und 14 gebracht
wird.
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21 ist
ein Diagramm, das eine äquivalente
Schaltung des in 20 gezeigten Sender-Empfängers darstellt.
Ein aus dem Oszillator 1 ausgegebenes Signal wird durch
die Antenne, die den dielektrischen Resonator 11 und die
dielektrische Linse 16 umfasst, durch den dielektrischen Streifen 4,
den Zirkulator 2 und den dielektrischen Streifen 18 abgestrahlt.
Ferner werden von einem Objekt reflektierte Wellen in den Mischer 15 durch den
dielektrischen Streifen 18, den Zirkulator 2 und den
dielektrischen Streifen 14 eingegeben. Zu dieser Zeit werden
die eingegebenen Wellen durch einen Koppler, der aus den dielektrischen
Streifen 4, 14 und 19 besteht, als (HF-Signal
+ LO-Signal) gemischt, und werden in den Mischer 15 eingegeben,
der durch eine Schottky-Barriere-Diode gebildet wird und wirksam
ist, um IF-Signale zu erzeugen.
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Unterdessen
ist ein Sender-Empfänger
zur Verwendung in einem Millimeterwellenradargerät unter Verwendung eines herkömmlichen
strahlungslosen dielektrischen Wellenleiters (NRD-Wellenleiters) so
entworfen, dass ein NRD-Wellenleiter der in den 22A und 22B dargestellten Konfiguration im Grunde
verwendet wird. In 22A bezeichnen
die Bezugszeichen 101 und 102 jeweils leitfähige Platten.
Ferner sind dielektrische Streifen 100a und 100b und
ein Substrat 103 zwischen diesen beiden leitfähigen Platten
platziert. Ferner werden durch ein Bestimmen der Entfernung zwischen
den zuvor genannten leitfähigen
Platten, der Größe der dielektrischen
Streifen und der relativen dielektrischen Konstante (oder Permitivität) die Dielektrikstreifenabschnitte
als Ausbreitungsregionen eingerichtet und die anderen Regionen werden
als Nichtausbreitungsregionen eingestellt (nämlich Blockierregionen). Wenn
z. B. die Größe oder
Abmessung jedes Abschnitts und die relative dielektrische Konstante
bestimmt werden, wie in 23B gezeigt,
wird die Übertragung
von Signalen in der Ausbreitungsregion nur bei Frequenzen realisiert,
die nicht kleiner als ein vorbestimmter Wert sind, wie aus in 23A dargestellten Phasenkonstantencharakteristika
zu sehen ist.
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Eine
LSM01-Mode und LSE01-Mode jedoch, die grundlegende Übertragungsmoden
eines NRD-Wellenleiters sind, sind ortho gonal zueinander, so dass
sich in dem Fall eines geradlinigen Pfades Niedrigverlustcharakteristika
zeigen. Trotzdem geht in dem Fall eines gekrümmten Pfades (nämlich eines gebogenen
Abschnitts) die Orthogonalität
verloren und eine Kopplung zwischen diesen Moden wird bewirkt. So
werden Niedrigverlustcharakteristika nur in einem Bereich erhalten,
der durch einen Krümmungsradius
und einen Biegewinkel eingeschränkt ist.
In dem Fall des Wellenleiters, der die in 23 gezeigten
Abmessungen aufweist, werden, wenn der Biegewinkel z. B. 60 Grad
beträgt,
Charakteristika, durch die der Verlust minimiert wird, in dem Fall
erhalten, in dem der Krümmungsradius
36,3 mm beträgt.
Ferner werden, wenn der Biegewinkel 90 Grad beträgt, Charakteristika, durch
die der Verlust minimiert wird, in dem Fall erhalten, in dem der
Krümmungsradius
22,5 mm beträgt.
Deshalb nimmt der Verlust zu, wenn der Wert des Krümmungsradius sich
von 36,3 mm unterscheidet, wenn der Biegewinkel z. B. 60 Grad beträgt. So ist
in dem Fall des herkömmlichen
Sender-Empfängers der
Freiheitsgrad beim Entwerfen des gebogenen Abschnitts und beim Bilden
des Kopplers durch den gebogenen Abschnitt gering. Folglich wird
die Größe des Sender-Empfängers selbst
dann nicht so sehr reduziert, wenn der Sender-Empfänger auf
eine derartige Art und Weise entworfen wird, um die Größe des gebogenen
Abschnitts und den Übertragungsverlust
des Kopplers zu minimieren.
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Unterdessen
wird der Öffnungsdurchmesser einer
Antenne gemäß den Spezifizierungen
eines Sender-Empfängers
bestimmt. In einem Zustand nämlich,
in dem die Weite der Hauptkeule einer Strahlungs- (oder Feld-) Struktur
eines übertragenen Strahls
(oder einer Welle) in einer Entfernung von 100 m vor der Antenne
nicht mehr als 3,5 m beträgt, beträgt die Strahlbreite
2 Grad. Es ist z. B. nötig,
den Öffnungsdurchmesser
(des Strahlers) der Antenne auf 170 mm zu setzen. Ferner beträgt in einem
Zustand, in dem die Weite der Hauptkeule einer Strahlungsstruktur
eines übertragenen
Strahls in einer Entfernung von 50 m vor der Antenne nicht mehr
als 3,5 m beträgt,
die Strahlbreite 4 Grad. Es ist z. B. nötig, den Öffnungsdurchmesser (des Strahlers)
der Antenne auf 80 mm zu setzen. So wird der Öffnungsdurchmesser der Antenne
notwendigerweise gemäß den Spezifizierungen
des Sender-Empfängers
bestimmt. Wie in 18 dargestellt ist, ist in dem
Fall des Sender-Empfängers des
Stands der Technik die Größe einer
Region, in der jedes der Elemente, wie z. B. der Oszillator, der
Zirkulator bzw. der Mischer, gebildet ist, größer als die Antennengröße, so dass die
Größe des gesamten
Sender-Empfängers zwangsläufig groß wird.
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Die
EP 0 700 114 A2 offenbart
eine integrierte Hochfrequenzschaltung, die eine Antenne, einen Oszillator
und dielektrische Streifen aufweist, die zwischen zwei leitfähigen Platten
angeordnet sind.
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Eine
Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen Sender-Empfänger bereitzustellen,
dessen Gesamtgröße reduziert
werden kann, indem die Bereiche gesenkt werden, die durch einen gebogenen
Abschnitt und einen Kopplerabschnitt eingenommen werden, ohne durch
den Krümmungsradius
und den Biegewinkel des gebogenen Abschnitts des zuvor genannten
NRD-Wellenleiters eingeschränkt
zu werden.
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Um
die zuvor genannte Aufgabe zu lösen, wird
gemäß einem
Aspekt der vorliegenden Erfindung ein Sender-Empfänger (im
Folgenden manchmal als ein erster Sender-Empfänger der vorliegenden Erfindung
bezeichnet) bereitgestellt, der eine Sendeantenne, eine Empfangsantenne
und eine Mehrzahl von Elementen aufweist, die zumindest einen Millimeterwellenoszillator
und einen Mischer umfassen. Die zuvor genannte Mehrzahl von Elementen ist
miteinander durch NRD-Wellenleiter verbunden, wobei jeder derselben
einen dielektrischen Streifen aufweist, der zwischen zwei nahezu
parallelen leitfähigen
Platten angeordnet ist. Bei diesem Sender-Empfänger
weist sowohl die zuvor genannte Sendeantenne als auch die Empfangsantenne
einen vertikalen Primärstrahler
und eine dielektrische Linse auf. Ferner sind die zuvor genannte
Sendeantenne und die Empfangsantenne Seite an Seite platziert. Ferner
werden die Entfernung zwischen einer Ausbreitungsregion und einer
Nichtausbreitungsregion und die dielektrische Konstante eines dielektrischen Materials,
das zwischen der zuvor genannten Ausbreitungsregion und der zuvor
genannten Nichtausbreitungsregion angeordnet ist, in jedem der zuvor genannten
NRD-Wellenleiter so bestimmt, dass eine Grenzfrequenz in einer LSM01-Mode
niedriger als eine Grenzfrequenz in einer LSE01-Mode ist. Ferner sind
die zuvor genannte Mehrzahl von Elementen und die zuvor genannten
NRD-Wellenleiter hinter der zuvor genannten dielektrischen Linse
oder hinter einem Bereich platziert, in dem die zuvor genannte dielektrische
Linse befestigt ist. So werden, da die Grenzfrequenz in einer LSM01-Mode
auf eine derartige Weise gesetzt ist, um niedriger als die Grenzfrequenz
in einer LSE01-Mode zu sein, nur Wellen in einer einzelnen Mode,
nämlich
der LSM01-Mode, weitergeleitet. Deshalb werden selbst dann, wenn
der Krümmungsradius
eines gebogenen Abschnitts klein ist und der Biegewinkel desselben
groß ist,
immer Niedrigverlustcharakteristika erhalten. So wird die Platzierung
der Mehrzahl von Elementen, wie z. B. des Oszillators und des Mischers,
hinter der zuvor genannten dielektrischen Linse oder hinter einem Bereich,
in dem die zuvor genannte dielektrische Linse befestigt ist, realisiert.
Folglich wird die Größe des gesamten
Sender-Empfängers
auf die notwendige minimale Antennengröße reduziert.
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Ferner
wird gemäß einem
weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ein Sender-Empfänger (im
Folgenden manchmal als ein zweiter Sender-Empfänger der vorliegenden Erfindung
bezeichnet) bereitgestellt, der eine Sende-/Empfangsantenne und
eine Mehrzahl von Elementen aufweist, die zumindest einen Millimeterwellenoszillator
und einen Mischer umfassen. Ferner ist die zuvor genannte Mehrzahl
von Elementen miteinander durch einen NRD-Wellenleiter verbunden,
bei dem ein dielektrischer Streifen zwischen zwei nahezu parallelen
leitfähigen
Platten angeordnet ist. In diesem Sender-Emp fänger weisen die zuvor genannte
Sende-/Empfangsantenne und die empfangende Antenne einen vertikalen
Primärstrahler
und eine dielektrische Linse auf. Ferner werden die Entfernung zwischen
einer Ausbreitungsregion und einer Nichtausbreitungsregion und eine
dielektrische Konstante eines dielektrischen Materials, das zwischen
der zuvor genannten Ausbreitungsregion und der zuvor genannten Nichtausbreitungsregion
angeordnet ist, in jedem der zuvor genannten NRD-Wellenleiter bestimmt,
so dass eine Grenzfrequenz in einer LSM01-Mode kleiner als eine
Grenzfrequenz in einer LES01-Mode ist. Zusätzlich werden die zuvor genannte
Mehrzahl von Elementen und die zuvor genannten NRD-Wellenleiter
hinter der dielektrischen Linse oder hinter einem Bereich, in dem
die zuvor genannte dielektrische Linse befestigt ist, platziert.
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Wie
oben beschrieben wurde, wird in dem Fall des ersten und des zweiten
Sender-Empfängers der
vorliegenden Erfindung die Grenzfrequenz in der LSM01-Mode auf eine
derartige Weise gesetzt, um kleiner als die Grenzfrequenz in der
LSE01-Mode zu sein. So werden nur Wellen in einer einzelnen Mode, nämlich der
LSM01-Mode, weitergeleitet. Deshalb werden selbst dann, wenn der
Krümmungsradius
eines gebogenen Abschnitts klein ist und der Biegewinkel desselben
groß ist,
immer Niedrigverlustcharakteristika erhalten. Dadurch wird die Platzierung
der Mehrzahl von Elementen, wie z. B. des Oszillators und des Mischers,
hinter der zuvor genannten dielektrischen Linse oder hinter einem
Bereich, in dem die zuvor genannte dielektrische Linse befestigt
ist, realisiert. Folglich wird die Größe des gesamten Sender-Empfängers auf
die notwendige minimale Antennengröße reduziert.
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Ferner
wird in dem Fall eines Ausführungsbeispiels
(im Folgenden manchmal als ein dritter Sender-Empfänger der
vorliegenden Erfindung bezeichnet) des zweiten Sender-Empfängers der
vorliegenden Erfindung der zuvor genannte vertikale Primärstrahler
durch einen dielektrischen Resona tor in einer HE111-Mode gebildet.
Ferner werden ein Flankenabschnitt des zuvor genannten NRD-Wellenleiters
zum Geben eines Übertragungssignals
an den zuvor genannten dielektrischen Resonator und ein Flankenabschnitt
des zuvor genannten NRD-Wellenleiters zum Empfangen eines Empfangssignals
von dem zuvor genannten dielektrischen Resonator auf eine derartige
Art und Weise gesetzt, um einander in einer Richtung mit 90 Grad
zu dem dielektrischen Resonator zugewandt zu sein. Ferner wird ein 3-dB-Richtkoppler
zwischen beiden der zuvor genannten NRD-Wellenleiter gebildet. Zusätzlich stellen
NRD-Wellenleiter Verbindungen zwischen dem zuvor genannten Millimeterwellenoszillator
und dem zuvor genannten Isolator, zwischen dem zuvor genannten Isolator
und dem zuvor genannten 3-dB-Richtkoppler bzw. zwischen dem zuvor
genannten 3-dB-Richtkoppler und dem zuvor genannten Mischer her.
Ferner wird ein Koppler, der mit einem NRD-Wellenleiter zum Übertragen
eines Sendesignals und einem NRD-Wellenleiter zum Übertragen
eines Empfangssignals verbunden ist und wirksam ist, um ein Mischsignal
eines Sendesignals und eines Empfangssignals zu ergeben, durch einen
NRD-Wellenleiter gebildet. Mit dieser Konfiguration wird ein Übertragungssignal
in den 3-dB-Richtkoppler eingegeben und wird so gleichmäßig verteilt
und an den dielektrischen Resonator ausgegeben, auf eine derartige
Art und Weise, um eine Phasendifferenz von 90 Grad aufzuweisen.
Deshalb strahlt der dielektrische Resonator in einer HE111-Mode zirkular polarisierte Wellen
in einer Axialrichtung desselben ab. Andererseits wird eine Empfangswelle,
die auf eine konrotatorisch polarisierte Art und Weise auf denselben
eingefallen ist, ähnlich
wie in dem Fall der Sendewelle, durch einen dielektrischen Resonator
auf eine derartige Art und Weise weitergeleitet, um eine Phasendifferenz
von 90 Grad in Bezug auf zwei NRD-Wellenleiter aufzuweisen, die
diesem dielektrischen Resonator zugewandt sind. Ferner wird die
einfallende Empfangswelle an den Mischer durch den 3-dB-Richtkoppler ausgegeben,
ohne an ein Eingangstor für
die Übertragungswelle
ausgegeben zu werden. So wird der Zirkulator zum Abzweigen von Wellen
unnötig.
Dies erleichtert weiter die Platzierung der dielektrischen Linse
oder die Platzierung der Elemente in dem Befestigungsbereich.
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Ferner
ist in dem Fall eines Ausführungsbeispiels
eines des ersten bis dritten Ausführungsbeispiels der vorliegenden
Erfindung die zuvor genannte dielektrische Linse durch Mehrschichtungsschichten dielektrischer
Materialien aufgebaut, die jeweilige unterschiedliche dielektrische
Konstanten aufweisen. Dadurch wird die Entfernung von der Position
des Primärstrahlers
zu dem vorstehenden Endabschnitt der dielektrischen Linse reduziert.
So wird eine Reduzierung der Dicke des gesamten Sender-Empfängers erzielt.
Ferner kann der Antennengewinn durch ein Vereinheitlichen der Intensität der elektromagnetischen
Wellen, die sich durch die Öffnung
der dielektrischen Linse ausbreiten, verbessert werden. Ferner kann
die Größe des Sender-Empfängers um
eine dementsprechende Menge reduziert werden.
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Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
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Weitere
Merkmale, Aufgaben und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden
aus der folgenden Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele in Bezug auf
die Zeichnungen, in denen in allen Ansichten gleiche Bezugszeichen
gleiche oder entsprechende Teile darstellen, ersichtlich. Es zeigen:
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1A und 1B Teilperspektivansichten,
die die Konfiguration eines NRD-Wellenleiters darstellen, der in
einem Sender-Empfänger
verwendet wird, der ein erstes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung
ist;
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2A und 2B einen
Graphen bzw. ein Diagramm zum Darstellen von Charakteristika einer Phasenkonstante
gegenüber
einer Frequenz des zuvor genannten NRD-Wellenleiters;
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3A und 3B einen
Graphen bzw. ein Diagramm zum Darstellen der Beziehung zwischen
dem Verlust und dem Biegewinkel des gebogenen Abschnitts des zuvor
genannten NRD-Wellenleiters;
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4 eine
Draufsicht, die die Konfiguration einer Schaltungseinheit des Sender-Empfängers darstellt,
der das erste Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung ist;
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5 eine
Draufsicht und eine Schnittansicht des zuvor genannten Sender-Empfängers;
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6A und 6B eine
Draufsicht bzw. eine Schnittansicht eines Primärstrahlers des zuvor genannten
Sender-Empfängers;
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7 ein
Schaltungsdiagramm, das eine äquivalente
Schaltung des Sender-Empfängers zeigt,
der das erste Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung ist;
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8A bis 8C Schnittdiagramme,
die andere Beispiele der Kon figuration des Primärstrahlers zeigen;
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9A und 9B Schnittdiagramme,
die ein weiteres Beispiel der Konfiguration der Schaltungseinheit
darstellen, die an einem Gehäuse
befestigt ist;
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10A und 10B eine
Draufsicht einer Schaltungseinheit des Sender-Empfängers, der
ein zweites Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung ist, bzw. eine Schnittansicht dieses
Sender-Empfängers;
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11 ein
Schaltungsdiagramm, das eine äquivalente
Schaltung des Sender-Empfängers zeigt,
der in den 10A und 10B dargestellt
ist;
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12 eine
Draufsicht, die ein weiteres Beispiel der Konfiguration der Schaltungseinheit
des Sender-Empfängers des
zweiten Ausführungsbeispiels
der vorliegenden Erfindung darstellt;
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13 eine
Draufsicht einer Schaltungseinheit eines Sender-Empfängers, der
ein drittes Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung ist;
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14 eine
Draufsicht, die ein weiteres Beispiel der Konfiguration der Schaltungseinheit
des Sender-Empfängers darstellt,
der das dritte Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung ist;
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15 eine
Draufsicht, die ein weiteres Beispiel der Konfiguration einer dielektrischen
Linse darstellt;
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16 ein
Diagramm zum Darstellen der Art und Weise einer Verwendung eines
Automobil-Millimeterwellen-Radargeräts und ebenso zum Darstellen
der Beziehung zwischen der Strahlbreite einer übertragenen Welle und der erfassten
Entfernung;
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17 ein
Blockdiagramm, das die Konfiguration eines Automobil-Millimeterwellen-Radargeräts darstellt;
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18 eine
schematische Draufsicht, die die Konfiguration eines Sender-Empfängers des Stands
der Technik darstellt;
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19 ein
Diagramm, das eine äquivalente Schaltung
des Sender-Empfängers,
der in 18 gezeigt ist, darstellt;
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20 eine
schematische Draufsicht, die die Konfiguration eines weiteren Beispiels
des Sender-Empfängers des
Stands der Technik darstellt;
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21 ein
Diagramm, das eine äquivalente Schaltung
des Sender-Empfängers,
der in 20 gezeigt ist, darstellt;
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22A und 22B Teilperspektivansichten, die
ein Beispiel eines NRD-Wellenleiters darstellen, der in dem Sender-Empfänger des
Stands der Technik verwendet wird; und
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23A und 23B Diagramme
zur Darstellung eines Beispiels von Charakteristika, die die Beziehung
einer Phasenkonstante und der Frequenz des NRD-Wellenleiters betreffen,
der in den 22A und 22B gezeigt
ist.
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Detaillierte Beschreibung
der bevorzugten Ausführungsbeispiele
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Im
Folgenden werden bevorzugte Ausführungsbeispiele
der vorliegenden Erfindung detailliert Bezug nehmend auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben.
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Zuerst
wird ein Sender-Empfänger,
der das erste Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung ist, im Folgenden Bezug nehmend auf die 1A bis 9B beschrieben.
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Die 1A und 1B sind
Teilperspektivansichten, die die Konfiguration eines NRD-Wellenleiters
darstellen, der bei diesem Sender-Empfänger eingesetzt wird. In 1A bezeichnen die Bezugszeichen 101 und 102 leitfähige Platten.
Ferner sind jeweilige Rillen in diesen beiden leitfähigen Platten gebildet.
Ferner sind dielektrische Streifen 100a und 100b und
ein Substrat (oder eine Platine) 103 zwischen diesen beiden
leitfähigen
Platten platziert. In dem Fall des NRD-Wellenleiters aus 1B ist der dielektrische Streifen 100 zwischen
den leitfähigen Platten 101 und 102 angeordnet,
ohne das Substrat 103 zu verwenden. Dieser Dielektrikstreifenabschnitt und
die verbleibende Region sind als eine Ausbreitungsregion bzw. eine
Nichtausbreitungs- (oder Blockierungs-) Region eingerichtet, indem
die Entfernung zwischen den leitfähigen Platten und die Abmessungen
und die relative dielektrische Konstante des dielektrischen Streifens
bestimmt werden.
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2A ist ein Charakteristikdiagramm, das die
Charakteristika einer Phasenkonstante β zu einer Frequenz eines NRD-Wellenleiters
darstellt, dessen Abmessungen und dielektrische Konstante wie in 2B dargestellt bestimmt werden. So werden Wellen
in einer einzelnen Mode, nämlich
der LSM01-Mode, weitergeleitet, indem die Grenzfrequenz, die der
LSM01-Mode entspricht, niedriger eingestellt wird als die Grenzfrequenz
in der LSE01-Mode, nämlich
durch ein Verwenden eines 60-GHz-Bandes in dem Fall dieser Figur.
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3A ist ein Graph, der die Beziehung zwischen
dem Biegewinkel θ und
dem Übertragungsverlust
in dem Fall eines NRD zeigt, dessen Biegeabschnitte einen vorgeschriebenen
Krümmungsradius R
von 9,6 mm und eine vorgeschriebene Frequenz von 60 GHz aufweisen,
um einen Vergleich zu einem herkömmlichen
NRD anzustellen. In 3A stellt eine
gestrichelte Linie Charakteristika dar, die durch ein Berechnungsmodell,
in 23B dargestellt, erhalten werden.
Im Gegensatz dazu stellt eine durchgezogene Linie Charakteristika
dar, die durch ein Berechnungsmodell erhalten werden, das in 2B dargestellt ist. Wie bei diesem Beispiel
zu sehen ist, variiert der Übertragungsverlust
in einem Bereich zwischen 0 und etwa 4 dB gemäß dem Biegewinkel θ in dem
Fall eines Verwendens der herkömmlichen Struktur
des NRD-Wellenleiters. In dem Fall des Biegeabschnitts des NRD-Wellenleiters
jedoch, der in dem Sender-Empfänger
der vorliegenden Erfindung eingesetzt wird, beträgt der Verlust unabhängig von dem
Biegewinkel θ 0
dB. Übrigens
wird die Verlustberechnung durch ein Annehmen dessen durchgeführt, dass
der Sender-Empfänger
ein verlustfreies System ist, in dem Verluste aufgrund der dielektrischen
Abschnitte und der leitfähigen
Abschnitte vernachlässigt werden.
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4 ist
eine Draufsicht, die die Konfiguration einer Schaltungseinheit des
Sender-Empfängers darstellt. Übrigens
ist die Schaltungseinheit, von der eine obere leitfähige Platte
entfernt ist, in dieser Figur dargestellt. In dieser Figur bezeichnet
das Bezugszeichen 103 ein Substrat (oder eine Platine).
Ferner sind dielektrische Streifen einer gleichen Struktur über diesem
Tisch platziert, nämlich
auf der oberen bzw. unteren Oberfläche dieses Substrats. In dieser Figur
bezeichnet das Bezugszeichen 1 einen Oszillator, der auf
dem Substrat 103 vorgesehen ist. Ferner sind ein leitfähiger Linienpfad
und eine leitfähige HF-Drossel-Struktur in einer
Richtung vorgesehen, die senkrecht zu dem dielektrischen Streifen 21 ist. Zusätzlich ist
eine Gunn-Diode
mit dem zuvor genannten leitfähigen
Linienpfad verbunden. Ferner ist eine Varaktordiode zwischen den
leitfähigen
Linienpfad und die zuvor genannte leitfähige HF-Drossel-Struktur geschaltet. Ferner
wird eine Vorspannung für
die Gunn-Diode an einen Vorspannungsanschluss 24 angelegt.
Die Kapazität
der Varaktordiode wird durch ein Eingeben eines Modulationssignals
an einen VCO-IN-Anschluss 25 verändert. Dadurch wird die Oszillationsfrequenz
der Gunn-Diode moduliert. Die
Konfiguration dieses Oszillators 1 ähnelt der einer strahlungslosen
dielektrischen Linienpfadvorrichtung, die als ein Oszillator dient,
oder der eines Oszillators, der in einem FM-CW-Vorderabschnitt eines Ausführungsbeispiels
enthalten ist, das in der japanischen Patentanmeldung Nr. 7-169949
beschrieben ist. In 4 bezeichnet das Bezugszeichen 2 einen Zirkulator,
in dessen Mittelabschnitt zwei scheibenartige Ferritelemente platziert
sind. Ferner sind Permanentmagneten an demselben auf eine derartige
Weise angeordnet, um einen derartigen Abschnitt sandwichartig zu
umgeben. Ferner ist eine Ab schlussvorrichtung 3, die durch
ein Mischen eines Widerstandsmaterials in das dielektrische Material
erhalten wird, an einem Endabschnitt eines dielektrischen Streifens 22 vorgesehen,
der ein Tor des Zirkulators 2 ist. So besteht ein Isolator
aus diesem Zirkulator und der Abschlussvorrichtung. Ein Übertragungssignal,
das sich durch den dielektrischen Streifen 21 ausbreitet,
wird ferner durch den Zirkulator 2 an den dielektrischen Streifen 4 weitergeleitet.
In dieser Figur ist ein Beispiel gezeigt, bei dem der Linienpfad
und der gekrümmte
Pfad (oder gebogene Abschnitt) durch jeweilige separate Teile gebildet
sind. Übrigens
sind die kontinuierlich platzierten dielektrischen Streifen zur Erleichterung
der Beschreibung durch ein Bezugszeichen bezeichnet. Das Bezugszeichen 11 bezeichnet
einen dielektrischen Resonator des Primärstrahlerabschnitts der Sendeantenne.
Dieser dielektrische Resonator strahlt ein Signal ab, das sich von
dem dielektrischen Streifen 4 in einer Axialrichtung ausbreitet.
Das Bezugszeichen 12 bezeichnet einen dielektrischen Resonator
des Primärstrahlerabschnitts
der Empfangsantenne. Ein Empfangssignal breitet sich in dem dielektrischen
Streifen 14 aus. In dieser Figur bezeichnet das Bezugszeichen 23 einen
dielektrischen Streifen zum Aufbauen von Kopplern 10 und 13 zwischen
den dielektrischen Streifen 23 und 4 bzw. zwischen
den dielektrischen Streifen 23 und 14 und zum
Verbinden zwischen diesen dielektrischen Kopplern 10 und 13. Ähnlich wie
in dem Fall der zuvor genannten Abschlussvorrichtung ist eine Abschlussvorrichtung 8,
die durch ein Mischen eines Widerstandsmaterials in das dielektrische
Material erhalten wird, mit einem Endabschnitt dieses dielektrischen
Streifens 23 verbunden. Ferner ist ein Mischer 15 an
dem anderen Ende dieses dielektrischen Streifens 23 und
einem Endabschnitt des dielektrischen Streifens 14 vorgesehen.
Dieser Mischer 15 umfasst eine Schottky-Barriere-Diode,
die mit elektromagnetischen Wellen verbunden ist, die sich durch
die beiden dielektrischen Streifen 23 und 14 ausbreiten,
und eine leitfähige
HF-Drossel-Struktur, die an dem Substrat 103 vorgesehen
ist und wirksam ist, um beide Enden dieser Schottky-Barriere-Diode zu
verbinden. Anschlüsse 26 und 27 desselben
sind geerdet und ferner werden IF-Signale aus einem Anschluss 28 dieses
Mischers 15 ausgegeben. Obwohl dieser Mischer 15 eine
symmetrische Mischerschaltung ist, ist das letztere Ende des dielektrischen
Streifens 23 abgeschlossen. Ferner ist der Mischer 15 in einem
Ausführungsbeispiel
dargestellt, das in der japanischen Patentanmeldung Nr. 7-169949
offenbart ist. Ähnlich
wie in dem Fall des Mischers des FW-CW-Vorderabschnitts kann ein
unsymmetrischer Mischer als der Mischer 15 verwendet werden.
Der Koppler 13 umfasst einen 3-dB-Richtkoppler und verteilt
gleichmäßig ein
LO-Signal, das sich von dem dielektrischen Streifen 23 ausbreitet,
zu den dielektrischen Streifen des Mischers 15, so dass
die Phasendifferenz zwischen den gleichmäßig verteilten LO-Signalen
90 Grad beträgt.
Zusätzlich
verteilt der Koppler 13 das Empfangssignal, das sich von
dem dielektrischen Streifen 14 ausbreitet, gleichmäßig an die
dielektrischen Streifen des Mischers 15, so dass die Phasendifferenz
zwischen den gleichmäßig verteilten
LO-Signalen 90 Grad
beträgt.
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5 zeigt
eine Draufsicht und eine Schnittansicht des in 4 dargestellten
Sender-Empfängers.
In 5 bezeichnet das Bezugszeichen 31 ein Gehäuse der
Schaltungseinheit 30, die in 4 dargestellt
ist, wobei 32 ein Rückdeckel
desselben ist. Ein Teil des Gehäuses 31 ist
wie ein Horn geformt, der durch ein Zeichen H bezeichnet ist, und
weist dielektrische Linsen 16 und 17 auf, die
an jeweiligen Frontabschnitten desselben vorgesehen sind. Die dielektrischen
Linsen 16 und 17 bestehen aus dielektrischen Linsenkörpern 16a und 17a,
deren relative dielektrische Konstante εr = 4 beträgt, sowie passenden Schichten 16b, 17b und 33,
deren dielektrische Konstante εr
= 2 beträgt,
die an den Frontabschnitten derselben vorgesehen sind. Elektromagnetische Wellen,
die von dem dielektrischen Resonator 11 abgestrahlt werden,
werden mit einer vorbestimmten Strahlbreite durch ein Konvergieren
des Strahls durch die dielektrische Linse 16 abgestrahlt.
Von einem Objekt reflektierte Wellen fallen durch die dielektrische
Linse 17 auf den dielektrischen Resonator 12 ein.
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Die 6A und 6B sind
Diagramme, die die Konfiguration eines dielektrischen Resonatorabschnitts
darstellen. Ferner sind die 6A und 6B eine Draufsicht bzw. eine Schnittansicht
eines dielektrischen Resonatorabschnitts. Der dielektrische Streifen 4 und
der dielektrische Resonator 11 sind zwischen den leitfähigen Platten 41 und 42 vorgesehen.
Ein Loch 43, das koaxial zu dem dielektrischen Resonator 11 ist,
ist in einer leitfähigen
Platte 41 gebildet. So breiten sich elektromagnetische
Wellen durch den dielektrischen Streifen 4 in einer LSM-Mode
aus, wobei ein elektrisches Feld, das eine Komponente aufweist,
die senkrecht zu der Longitudinalrichtung (nämlich der Richtung der x-Achse
dieser Figuren) des dielektrischen Streifens 4 und parallel
zu der Richtung der leitfähigen
Platten 41 und 42 ist (nämlich der Richtung der y-Achse
dieser Figuren), und ein Magnetfeld, das eine Komponente aufweist,
die senkrecht zu der Richtung der leitfähigen Platten 41 und 42 ist,
erzeugt werden. Ferner wird die elektromagnetische Kopplung zwischen
dem dielektrischen Streifen 4 und dem dielektrischen Resonator 11 bewirkt,
so dass eine HE111-Mode, die eine elektrische Feldkomponente aufweist,
deren Richtung die gleiche ist wie die des dielektrischen Streifens 4,
in dem dielektrischen Resonator 11 auftritt. Ferner werden
linear polarisierte Wellen einer Richtung (nämlich in der Richtung in der
z-Achse in diesen Figuren), die senkrecht zu der leitfähigen Platte 41 ist,
durch einen Öffnungsabschnitt 43 abgestrahlt.
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7 ist
ein Schaltungsdiagramm, das eine äquivalente Schaltung des Sender-Empfängers aus 4 zeigt.
Der Oszillator 1 ist mit einer Varaktordiode und einer
Gunn-Diode versehen.
Aus demselben ausgegebene Oszillationssignale werden durch den dielektrischen
Resonator 11 und die dielektrische Linse 16 abgestrahlt.
Des weiteren breiten sich HF-Signale, die durch die dielektrische
Linse 17 und den dielektrischen Resonator 12 empfangen
werden, durch den dielektrischen Streifen 14 aus und werden dann
mit LO-Signalen
durch die Koppler 10 und 13 gemischt. Derartige
Mischsignale werden in den Mischer 15 eingegeben. Wie oben
angemerkt wurde, ist der Mischer 15 wirksam, um als ein
symmetrischer Mischer zu wirken und die Differenzkomponente zwischen
den HF- und LO-Signalen aus dem Mischsignal zu erhalten (nämlich (dem
HF-Signal + dem HO-Signal)) und ein Signal auszugeben, das die erhaltene
Differenzkomponente darstellt.
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Die 8A, 8B und 8C sind Schnittdiagramme, die zwei andere
Beispiele der Konfiguration des Antennenabschnitts zeigen. In dem
Fall des in 6 dargestellten Beispiels
ist ein Öffnungsabschnitt 43 in der
oberen leitfähigen
Platte 41 an dem dielektrischen Resonator 11 vorgesehen.
Ein dielektrischer Stab 44 jedoch, wie in 8A gezeigt
ist, kann in einem derartigen Abschnitt vorgesehen sein. Aufgrund dieses
dielektrischen Stabs wirkt ein derartiger Abschnitt als eine dielektrische
Stabantenne und so wird die Richtwirkung der Antenne verbessert.
Ferner kann, wie in einer Draufsicht in 8B und
einer Schnittansicht in 8C dargestellt
ist, eine Schlitzplatte 45, die durch ein Bilden eines Öffnungsschlitzes
in einer Metallplatte oder durch ein Bilden einer Schlitzstruktur
in einem leitfähigen
Film einer Schaltungsplatine erhalten wird, zwischen dem dielektrischen
Resonator 11 und der oberen leitfähigen Platte 41 platziert
sein.
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Die 9A und 9B sind
Schnittansichten, die ein weiteres Beispiel der Konfiguration der
an dem Gehäuse
angebrachten Schaltungseinheit darstellen. In dem Fall des in 5 dargestellten
Beispiels ist ein hornförmiger
Abschnitt H in dem Gehäuse 31 gebildet.
Dies ist für
den Sender-Empfänger der
vorliegenden Erfindung jedoch nicht unverzichtbar. Ferner ist die
Schaltungseinheit 30 nicht zwangsläufig in dem unteren Abschnitt
des Gehäuses 31 vorgesehen.
Wie z. B. in 9B dargestellt ist, kann die
Schaltungseinheit 30 in dem Gehäuse 31 vorgesehen
sein. Übrigens
weist die Konfiguration, bei der die Schaltungseinheit 30 an
dem unteren Abschnitt des Gehäuses 31 angebracht
ist, wie in den 5 und 9A gezeigt
ist, dahingehend vorteilhafte Effekte auf, dass die Strahlung von
Leckwellen durch die dielektrische Linse von einem Verbindungsabschnitt zwischen
dem Primärstrahler
und einem weiteren NRD-Wellenleiter vermieden wird, und dass vermieden
wird, dass elektromagnetische Wellen durch die dielektrische Linse
von außerhalb
des Sender-Empfängers
auf den zuvor genannten Verbindungsabschnitt einfallen.
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Als
nächstes
wird ein weiterer Sender-Empfänger,
der das zweite Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung ist, im Folgenden Bezug nehmend auf die 10A, 10B und 11 beschrieben.
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Die 10A und 10B sind
eine Draufsicht der Schaltungseinheit des Sender-Empfängers bzw. eine
Schnittansicht dieses Sender-Empfängers. Übrigens ist in 10A dieser
Sender-Empfänger,
von dem die obere leitfähige
Platte entfernt ist, dargestellt. In dieser Figur sind die Bezugszeichen 21, 22, 51, 23, 4 und 53 dielektrische
Streifen, 2 und 52 Zirkulatoren und 3 und 8 Abschlussvorrichtungen.
Ferner bezeichnet das Bezugszeichen 10 einen Koppler, der
durch ein Verwenden der dielektrischen Streifen 51 und 23 gebildet
ist, und 13 einen Koppler, der als ein 3-dB-Richtkoppler
dient, der durch ein Verwenden der dielektrischen Streifen 23 und 53 gebildet wird.
Der Oszillator 1 und der Mischer 15 sind auf dem
Substrat (oder der Platine) 103 aufgebaut. In dem Fall
dieses zweiten Ausführungsbeispiels
der vorliegenden Erfindung wird eine Sende-/Empfangsantenne gemeinsam
durch ein Bereitstellen des Zirkulators 52 in derselben
verwendet. Die Konfigurationen des Oszillators 1, des Mischers 15,
des Zirkulators 2 und der Abschlussvorrichtungen 3 und 8 und der
Koppler 10 und 13 sind ähnlich wie diejenigen der entsprechenden
Bestandteilselemente des Beispiels aus 4, mit Ausnahme
der Platzierungsbeziehung unter denselben.
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11 ist
ein Schaltungsdiagramm, das eine äquivalente Schaltung des Sender-Empfängers zeigt,
der in den 10A und 10B dargestellt
ist. In 11 breitet sich ein Signal,
das aus dem Oszillator 1 ausgegeben wird, durch den Zirkulator 2,
den Koppler 10, den Zirkulator 52 zu dem dielektrischen Resonator 11 aus.
Ferner wird ein derartiges Signal durch diesen dielektrischen Resonator 11 und
die dielektrische Linse 16 aus dem Sender-Empfänger heraus
abgestrahlt. Andererseits wird ein Empfangssignal durch den Zirkulator 52 und
den Koppler 13 an den Mischer 15 geliefert. Der
Mischer 15 wirkt als ein symmetrischer Mischer und gibt
ein IF-Signal aus, das die Differenzkomponente zwischen den HF-
und LO-Signalen darstellt.
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12 zeigt
ein Beispiel einer Modifizierung der zuvor genannten Schaltungseinheit.
Der dielektrische Resonator 11 ist um 45 Grad gegenüber der Masse
angeregt. So wird die Platzierung jedes Elements auf dem Substrat
(oder der Platine) 103 erleichtert. Folglich wird die Miniaturisierung
des Substrats 103 erzielt.
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Als
nächstes
wird wiederum ein anderer Sender-Empfänger, der das dritte Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung ist, im Folgenden beschrieben. 13 stellt
die Konfiguration der Schaltungseinheit dieses Sender-Empfängers, der das
dritte Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung ist, dar. Dieses Ausführungsbeispiel ist angepasst,
um zirkular polarisierte Wellen zu senden und zu empfangen, so dass
der Bedarf nach dem in 10 gezeigten
Zirkulator 52 aufgehoben wird. In 13 nämlich bezeichnet
das Bezugszeichen 54 einen Koppler, der als ein 3-dB-Richtkoppler
wirkt, der aus parallelen linearen Pfaden gebildet ist, die aus
den dielektrischen Streifen 53 und 51 bestehen. Der
Koppler 54 bewirkt, dass die Flankenabschnitte der dielektrischen
Streifen 53 und 51 dem dielektrischen Resonator 11,
der sich in der HE111-Mode befindet, mit 90 Grad zu demselben zugewandt
sind. Mit dieser Konfiguration wird ein Sendesignal, das von einem
Tor #1 auf den Koppler 54 eingefallen ist, gleichmäßig verteilt
und aus Toren #2 und #4 ausgegeben, so dass die Phasendifferenz
zwischen den jeweiligen Signalen, die diesen Toren entsprechen,
90 Grad beträgt.
Dadurch wird der dielektrische Resonator 11 angeregt und
strahlt zirkular polarisierte Wellen ab. Im Gegensatz dazu wird
ein Empfangssignal, das auf eine konrotatorisch polarisierte Art
und Weise auf denselben eingefallen ist, nämlich ähnlich wie bei der übertragenen
Welle, nur an ein Tor #3 ausgegeben, da das Empfangssignal, das
durch den Koppler 54 wieder zu dem Tor #1 läuft, aufgrund
des Vorliegens der Phasendifferenz von 90 Grad aufgehoben wird,
wenn die Empfangssignale die Tore #2 und #4 erreichen. Folglich
wird die Funktion einer Verzweigung der Welle erzielt.
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14 zeigt
ein Beispiel einer Modifizierung der zuvor genannten Schaltungseinheit. Ähnlich wie in
dem Fall des Beispiels aus 12 wird
die Platzierung jedes Elements zu dem Substrat 103 dadurch erleichtert,
dass Leistung mit 45 Grad gegenüber
der Masse an den dielektrischen Resonator 11 geliefert wird.
Die Reduzierung der Größe des Substrats
oder der Platine 103 wird erzielt.
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In
dem Fall der zuvor genannten Ausführungsbeispiele werden dielektrische
Linsen, deren relative dielektrische Konstante im wesentlichen einheitlich
ist, verwendet. Eine dielektrische Linse, die durch Mehrschichtungsschichten
dielektrischer Materialien erhalten wird, die unterschiedliche jeweilige dielektrische
Konstanten aufweisen, wie in 15 dargestellt
ist, kann jedoch verwendet werden. In 15 bezeichnet
das Bezugszeichen 60 ein dielektrisches Linsenelement,
das eine konkave Oberfläche
aufweist, und 61a, 61b, ..., 61n dielektrische Schichten,
die sich in ihrer dielektrischen Konstante voneinander unterscheiden.
Ferner wird ein Gefälle der
relativen dielektrischen Konstante für die dielektrischen Schichten
auferlegt, so dass die relative dielektrische Konstante allmählich von
der oberen dielektrischen Schicht 61a zu der unteren dielektrischen Schicht 61n in
Stufen abnimmt. Eine dielektrische Linse ist durch ein Stapeln dieser
dielektrischen Schichten konfiguriert. So wird die Höhe von dem
dielektrischen Resonator des Primärstrahlers zu dem oberen Abschnitt
der dielektrischen Linse durch ein Verwenden der dielektrischen
Linse, in der die relativ dielektrische Konstante ein Gefälle ist,
gesenkt. Folglich kann die Dicke des gesamten Sender-Empfängers reduziert
werden. Ferner kann der Antennengewinn durch ein Vereinheitlichen
der Intensität
elektromagnetischer Wellen, die durch die dielektrische Linsenöffnung laufen,
verbessert werden (nämlich
der Beleuchtungsverteilung). Folglich kann die Größe des Sender-Empfängers um
eine dementsprechende Menge weiter gesenkt werden.
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Übrigens
werden in dem Fall der zuvor genannten Ausführungsbeispiele die Elemente,
wie z. B. der Zirkulator, der Mischer und der Koppler, durch ein
Verwenden eines einzelnen Substrats oder einer einzelnen Platine
platziert. Die Schaltungseinheit kann jedoch auch wie folgt aufgebaut
sein. Nur die Elemente nämlich,
wie z. B. der Oszillator und der Mischer, die ein Substrat oder
eine Platine benötigen, sind
mit der oberen und unteren leitfähigen
Platte und dem Substrat und den dielektrischen Streifen gebildet.
Ferner umfassen die Elemente, wie z. B. der Zirkulator und der Koppler,
die kein Substrat oder keine Platine benötigen, die obere und die untere
leitfähige Platte
und die dielektrischen Streifen. So wird die Schaltungseinheit durch
eine Kombination dieser separaten Elemente gebildet.
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Ferner
sind in dem Fall der zuvor genannten Ausführungsbeispiele der lineare
Pfad und der gebogene Abschnitt unterteilt (nämlich separat voneinander gebildet).
Diese Elemente können
auf eine derartige Art und Weise gebildet sein, um einstückig miteinander
zu sein.
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Zusätzlich wird
in dem Fall der zuvor genannten Ausführungsbeispiele das FM-CW-Verfahren,
durch das die Modulation unter Verwendung von Dreieckswellen durchgeführt wird,
eingesetzt. Ein Verfahren zur Durchführung der Frequenzmodulation durch
ein Verwenden von Pulswellen kann jedoch eingesetzt werden.
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Obwohl
bevorzugte Ausführungsbeispiele der
vorliegenden Erfindung oben beschrieben wurden, sollte angemerkt
werden, dass die vorliegende Erfindung nicht darauf beschränkt ist,
und dass andere Modifizierungen für Fachleute auf diesem Gebiet ersichtlich
sind, ohne von der Wesensart der Erfindung abzuweichen.
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Der
Schutzbereich der vorliegenden Erfindung soll deshalb einzig durch
die beigefügten
Ansprüche
bestimmt werden.