DE2006864C3 - Bandpaßfilter in einem Rechteckwellenleiter - Google Patents

Bandpaßfilter in einem Rechteckwellenleiter

Info

Publication number
DE2006864C3
DE2006864C3 DE2006864A DE2006864A DE2006864C3 DE 2006864 C3 DE2006864 C3 DE 2006864C3 DE 2006864 A DE2006864 A DE 2006864A DE 2006864 A DE2006864 A DE 2006864A DE 2006864 C3 DE2006864 C3 DE 2006864C3
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
waveguide
bandpass filter
type
elements
capacitive
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired
Application number
DE2006864A
Other languages
English (en)
Other versions
DE2006864B2 (de
DE2006864A1 (de
Inventor
Osamu Kasuga
Susumu Kitazume
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
NEC Corp
Original Assignee
Nippon Electric Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nippon Electric Co Ltd filed Critical Nippon Electric Co Ltd
Publication of DE2006864A1 publication Critical patent/DE2006864A1/de
Publication of DE2006864B2 publication Critical patent/DE2006864B2/de
Application granted granted Critical
Publication of DE2006864C3 publication Critical patent/DE2006864C3/de
Expired legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • HELECTRICITY
    • H01ELECTRIC ELEMENTS
    • H01PWAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00Auxiliary devices
    • H01P1/16Auxiliary devices for mode selection, e.g. mode suppression or mode promotion; for mode conversion
    • HELECTRICITY
    • H01ELECTRIC ELEMENTS
    • H01PWAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00Auxiliary devices
    • H01P1/20Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/212Frequency-selective devices, e.g. filters suppressing or attenuating harmonic frequencies

Description

35
Die Erfindung betrifft ein Bandpaßfilter. bei dem in Wellenaushreitungsrichtung mit einem Abstand voneinander und parallel zueinander angeordnete in das Wellenleiterinnere hineinragende, sich in Längsrichtung der Breitseiten und quer /u den Schmalseiten erstreckende Blindieitwertelemente angeordnet sun.. die jedes aus mehreren, in einer geraden Linie aiii:, ordneten parallelen, gegeneinander versetzten, unter rechtem Winkel zur Breitseite angeordneten Stäben gebildet sind und zusammen mit dem Wellenleiter einen Hohlraumresonator bilden, sowie wenigstens einer ein kapazitives Element bildenden, an einer Breitseite befestigten, in der Mitte zwischen zwei Blindleitwerlelementen angeordneten, in das Welleninnere hineinragenden einstellbaren Schraube.
In einem Sende-Empfangs-Gerät eines Mikrowellen-Nachrichtensystcms wird eine Wanderwellcnröhre als Leistungsverstärker auf der Sendeseite verwendet. Line Wanderwellenröhre besitzt jedoch eine Nichtlinearität, derzufolge unvermeidbar höhere Harmonische in der Verstärkungsstufe erzeugt werden. Solche harmonischen Komponenten sind für die Mikrowellenübertragung nicht nur unnötig, sondern für das gesamte System unerwünscht, da es für die rburtragung übermäßige Energie erfordert. Solche unerwünschten Komponenten sollen daher entfernt werden. Gewöhnlich wird zu diesem Zweck ein Bandpaßfiltcr an das Ausgangscndo des Wandcrwellenröhrenverslärkers anuekoppelt
Aus »Microwaves«. August IWo. S. l)3 bis '1T. ist ein Bandpaßlilter der eingangs beschriebene;! Art bekannt. Mit diesem Bandpaßlilter in einem Reelileckwellenleiter ist es jedoch nicht möglich, allein die höheren harmonischen Komponenten zu unterdrücken. Vielmehr können unerwünschte höhere harmonische Komponenten mit den Grundkomponenten zusammen durchlaufen. Zum Entfernen der höheren harmonischen Komponenten muP daher zusätzlich ein Tiefpaßfilter mit dem Bandpaßfilter in Reihe geschaltet werden.
Aufgabe der Erfindung ist es. ein Bandpaßfilter in einem Rechteck wellenleiter der eingangs beschriebenen Art zu schaffen, mit dem unerwünschte höhere harmonische Komponenten unterdrückt werden können, so daß kein zusätzliches Filter erforderlich ist.
Diese Aufgabe wird durch ein Bandpaßfilter in einem R echteck wellenleiter der eingangs beschriebenen Art gelöst, welches gemäß der Erfindung dadurch gekennzeichnet ist. daß der axiale Abstand zwischen den als Stäben ausgebildeten Blindleitwertelementen in Wellenausbreitungsrichtung gleich ' , der Wellenleiterwellenlänge beträgt, und daß die Achse des der jeweiligen Schmalseite des Wellenleiters am nächsten kommenden Stabes der Blindieitwertelemente von dieser einen Abstand vor. einem Drittel des Gesamtabstandes (ti) zwischen den Innenflächen der sich gegenüberliegenden Schmalseiten besitzt.
Auf diese Weise wird die zweite harmonische Komponente der höheren harmonischen Komponenten unterdrücki.
Die Erfindung beruht auf der Tatsache, daß die höheren harmonischen Komponenten im wesentlichen durch Unterdrückung der zweiten harmonischen Komponente unterdrückt werden können, da die Komponenten, die höher sind als die zweite, sehr schwach sind und vernachlässigt werden können. Da die zweiten höheren Harmonischen in dem Bereich konzentriert sind, in dem die t'bertragungsschwiniumgstypcn der Mikrowellen konzentriert sind, köiinei. die /weiten höheren Harmonischen durch Beseitigung der Komponenten der höheren Schwingunüstypen unterdrückt werden.
In den I- i g. 1 bis 10 der Zeichnungen ist der Gegenstand der Erfindung beispielsweise dargestellt und nachstehend näher erläutert. Es zeigt
I· 1 g. I schemalisch ein übliches Bandpaßfilter.
I 1 g 2 ein Wcllenformdiagramm. aus dem die Kennlinien des Bandpaßlilters der F i g. 1 hervorgehen.
F i g. 3 verschiedene Schwingungstypen, die in einem Bandpaßfilter der Rechtcckwellenart möglich sind.
E i g. 4 Kennlinien des Filters zur Erläuterung des Prinzips der Erfindung.
E i g. 5 schematisch ein Bandpaßfilter gemäß der Erfindung.
E i g. 6 die Kennlinie des Filters der F i g. 5 und
F i g. 7 bis 10 schematisch weitere Ausführungsbcispiclc gemäß der Erfindung.
In Fig. 1. die schematisch eine perspektivische Ansicht des üblichen Bandpaßfilters zeigt, sind Blindieitwertelemente 11 und 11'. von denen jedes aus drei, senkrecht /u der Breitseite eines Rechtcckwellerileiters 10 für die Tf ,„-Ausbreitungsart angeordneten Stäben besteht, mit einem Abstand von einer halben Leilerwellenlänge /.» (d li. Ai; 2) angeordnet und bilden einen Hohlraumresonator 12. Mehrere Resonatoren 12 und 13 sind in Reihe mil einem Absland von / .H 4 .in'V'ird'iet. .leder de; Resonatoren 12 und \) hesit/t ein. Ahsiimnis/hraube M. 11 n .111 jedem Re-
006
sonator 12 und 13 den abgestimmten Zustand zu erzielen.
Dieses Bandpaßfiher besitzt die Dämpfungs Fiequenz-Kennlinie. wie sie in F i g. 2 gezeigt ist. In der Zeichnung ist gezeigt, daß die Grenzfrequenz (c2o für den ΤΙ-.,,,-Typ gegeben ist durch
Wenn bei der Länge / des Hohlraums Resonanz auftritt, dann gilt
Die Resonanzfrequenz / bei der Hohlraumlänge ist aus den Gleichungen (1) und (2) gegeben durch
wobei α die Breite der Breitseite und c die Lichtgeschwindigkeit bezeichnet. Aus der Kurve ist ebenfalls zu ersehen, daß das Bandpaßfilter nur in dem Bereicii selektiv ist. in dem die Frequenz/ kleiner als fc20 ist In dem Bereich oberhalb /c20 werden die Eigenschäften unbestimmt, da das Auftreten möglicher höherer Schwmgungstypen die Funktion des Filters stört. Allgemein ist die zweite Harmonische 2/\m, die zweimal so groß ist wie die Frequenz/„„des Durchlaßbereichs des Bandpaßfilters, höher als Ic20 und ist in dem Bereich enthalten, in dem eine Störung verursacht wird.
Die F 1 g. 3i|a) bis 3(0 zeigen Feldmtensitätsstörungen (in absoluten Werten) des TE101-Grundtyps und seiner höheren Typen TE201. TE102. TE,«,. TE202 und TE103 eines Bandpaßfilters, das aus Blindleitwerten 21 und 21' besteht, von denen jeder beispielsweise drei Stäbe umfaßt, die gegeneinander senkrecht zur Transversalrichtung eines rechteckigen Wellenleiters 20 parallehersetzt angeordnet sind. Es sei angenommen. daß die lange Linie des Querschnittrecluecks des Rechteckvvellcnleiters in der .V-Achse, die kürzere Linie in der Y-Achse und die Längsachse in der Z-Achse liegt. Die Intensitätsverteilung des elektrischen Feldes des TE1,„-Cirundtyps besitzt einen einzigen sinusförmigen Hocker jeweils in der X-Y-F bene und der Y-Z-Ebcne (der sich /wischen den Induktivitätssiäben 21 und 21' erstreckt). F i g. 3|b) zeigt eine Feldintcnsitätsvcrteilung des höheren Typs TE201. der einen sinusförmigen Doppelhöcker in der .Y-Y-I hene und einen einzigen Hocker in der Y-Z-Ebcne (der sich zwischen den Induktivitätsstäben 21 und 2Γ erstreckt) besitzt. Fi g. 3(c) zeigt eine ähnliche Verteilung des höheren Typs TE102. der einen einzigen sinusförmigen Hocker in der .Y-Y-Ebcne und einen Doppelhöcker in der Y-Z-Ebene besitzt (der sich zwischen den Induktivitätsstäben 21 und 2Γ erstreckt). In gleicher Weise zeigen die F i g. d). 3(c) und 3(f) Intensitätsverteilungen höherer Tvpen TE,,,,. TE20, und TE1,,,. Allgemein bezeichnen die Bezugszeichen »mc und »π·· des Ausdrucks TE11111,, die Anzahl der Hocker der Intensi'ätsvertcilung des elektrischen Feldes, die in der Y-Y- und der Y-Z-Ebene beobachtet werden
Es wird angenommen, daß die in.iere Breite, die in der .Y-Richtung des Rechteckwellenleiters 20 gemessen wird, α ist und daß die axiale Länge des Wellenleiterabschnhts bzw. Hohlraums, der von den Stabreihen 21 und 21' begrenzt wird, gemessen in Richtung der Z-Acr.se. / ist Die l.eiterwellenlänge /g der elektromagnetischen Welle, die sieh 111 dem Wellenleiter als 1 Ε,,,,,,,-'Iyp ausbreitet, wird dann auv.iedri.ickI durch
Normiert man die Gleichungen (3) durch Verwendung der Grenzfrequenz /o ( = -r) und der Grenzwellenlänge Äf (= 2a), so ändert sich die Gleichung (3)
25
/1
nc
Aus Gleichung (4/ folg! dann
/.c
1VCfJ-
30 da / _ /
2Y1 ~ Äf '
F i g. 4 zeigt Kennlinien, die Ergebnisse der Berechniüig ,ms Gleichung (5) sind. In F i g. 4 stellt die
.Abszisse (die Resonanzfrequenz für den TElm,„-Typ, normiert durch die Grenzfrequenz /', ( - .,J für den ΤΕ,,,,-Gruiullyp) dar. und die Ordinate stellt ;(.
Hohlraums, normiert durch die e Äf (=2d) des TE101-Grundlyps)
(die Länge / des
Grenzwellenlän
i!;tr. Parameter für diese Kennlinien sind die Zahlen m und /i. Die Kennlinie 31 zeigt die Beziehung zwischen der Resonanzfrequenz/ füi den Grundtyp TE1,,, und der Hohlraumlänge /. normiert durch die Grenzfrequen/ und die Grenzwellenlänge für den Typ TE10, selbst.
Grenzwellenlänge für den
Die Kennlinie 32 zeigt die Beziehung /wischen der Resonanzfrequenz/eines höheren Typs TE,,,, und die Hohlraumlänge / normiert durch die Gren/frequcn/ /',. und die Gren/wellcnlänge /c des Grundtyps TE10,. In gleicher Weise /eigen die Kennlinien 3 bis 7 die Beziehung zwischen der Resonanzfrequenz f für die höheren Typen TE,,,,. TE301. TE202. TE10, und TF302 und der Hohlraumlängc. normiert durch die Grenzfrequenz /', und die Grenzwcllenlängc Äf für den Grundtyp TE101.
Ein Bandpaßliller aus einem Rechteck wellenleiter
fto ist allgemein so entworfen, daß es mit dem Wert ^ in dem Bereich zwischen 1.4 und I .S arbeitet. Zum Beispiel liegt in einem WRI - 4 - VVellcnleilerlyp füi
1 λ πη,ι ι (■>->, nc
, -Wertebereich zwischen 2.X und 3.3 bzw. /wischen
3,1 und 3,6 unterdrückt werden muli Um dieses Ziel zu erreichen, sollten die Resonan/kurven nie in diesem Bereich fallen. In F i g. 4 erfüllt der schraffierte Bereich diese Bedingung. Genauer gesagt ist der
Bereich günstig, in dem der Wert . in dem Bereich zwischen 0,2 und 0.3 liegt. Der Grund hierfür ist folgender: Wenn die Werte in dem Bereich 0.3
und 0,6 liegen, treten die Kennlinien 33. 35 und 36 jeweils für die Typen IT-Ki2. TH3112 und TIi10., auf. Dies ist nicht günstig, um die höheren Typen zu beseitigen. In gleicher Weise wird in dem Bereich oberhalb 0,6 die Resonanzfrequenz für den GrundKp TE101 niedriger als die erwünschte Resonanzfrequenz /„ und ist sehr schwer anzuheben. In dem Bereich unterhalb 0,2 ist die Resonanzfrequenz unnötig hoch und ebenfalls schwer abzusenken. Wählt man daher die Hohlraumlänge / so, daß sie in diesem Bereich fällt, dann kann die zweite harmonische Teilschwingung unterdrückt werden. Dies erhöht jedoch den
Wert von . auf einen Wert, der von 1.9 bis 2.7 reicht.
wie durch die Kennlinie 31 gezeigt ist. Um ihn wieder in den Bereich zwischen 1.4 und 1.8 zurückzustellen, muß ein kapazitives Element in den Hohlraum der F i g. 3(a) eingefügt werden, um so die Resonanzfrequenz für den Grundtyp TF.,,,, zu vermindern. In diesem Fall müssen die Resonanzfrequenzen der höheren Typen TF.2Oi· TE,,,,. TF301. TL2112 und
Tl κ,, so ausgebildet werden, daß nicht in den
Bereich zwischen 2,4 und 3.6 kommen kann, da dieser Bereich zu den unerwünschten zweiten höheren Harmonischen gehört, die mit den höheren Typen mitschwingen könnten. Das Verfahren, um dies zu erreichen, ist wie folgt:
Wie durch die Kennlinie 32 in F i g. 4 angegeben ist es für den höheren Typ TE2111 ausreichend, seine Resonanzfrequenz zu vermindern oder sie ungeändert zu lassen. Wie in F i p. 3(b) gezeigt ist. liegt die Stelle, an der das Feld des Typs TE201 ein Minimum besitzt, auf der Mittellinie E-E' auf der Hauptebene des Rechteckwellenleiters 20. Dies bedeutet, daß die Resonanzfrequenz des Typs TE201 durch Einfügung eines kapazitiven Stabes an einer Stelle mit Ausnahme E-E' vermindert werden kann. In diesem Fall ist die Grenzfrequen7/r20. normiert durch die Grenzfrequenz /0 für den Typ TE101 ( .'"J gleich 2. ein Wert. der ausreichend oberhalb des Frequenzbereichs für den Typ TE1n, liegt, der von 1.4 bis 1.8 reicht. Das bedeutet, daß für den Typ TE201 der kapazitive Stab irgendwo angeordnet werden kann. Da auch die Resonanzfrequenzen für die höheren Typen TE,,,,. TE401. TE302 mit Ausnahme von TE103 ausreichend hoch sind, ist die Unterdrückung der weiten Harmonischen nicht problematisch. Es müssen daher nur die Typen TE102, TE30, und TE202 in Betracht gezogen werden. Um zu verhindern, daß die Resonanzfrequenzen für die drei Typen TE102. TE30, und TE202 zu niedrig werden und ein bestimmtes besonderes Band infolge der Einfügung des kapazitiven Stabes in den Hohlraum erreichen, muß dieser kapazitive Stab an einer solchen Stelle angeordnet werden, an der das Feld eines jeden höheren Typs TF1,,;. TF1111
und TF202 ein Minimum besitzt. Um auch die Resonanzfrequenz der Grundwelle TE10, abzusenken, muß der kapazitive Stab an einer solchen Stelle angeordnet werden, an der das Feld des Grundtyps TE,0( ein Maximum besitzt. Für den Typ TE102 sollte der kapazitive Stab auf der Mittellinie A-A' des Hohlraums angeordnet werden, wie in F i g. 3(c) gezeigt ist. Für den Typ IFj01 sollten die kapazitiven Stäbe auf den Diciteilungslinien ß-ß' und C-C auf der Hauptebene längs der Längsachse angeordnet werden, wie in F i g. 3(d) gezeigt isl. Für den Typ TE202 ist das Element auf der Mittellinie A-A' des Hohlraums und auch der Mittellinie E-E' auf der Hauptebene des Rechtcckwellenleiters, wie in Fig. 3(e) gezeigt ist.
Die diesen Typen gemeinsamen Stellen sind D und D'. an denen die Mittellinie A-A' des Hohlraums sich mit den Dreiieilungslinien B-B' und C-C" schneidet, wie in F i g. 3(f) gezeigt ist. Wie oben beschrieben wurde, bereitet es bei dem Typ TE20, kein Problem. die zweite harmonische Teilschwingung zu unterdrücken. Um den Typ TE201 zu unterdrücken, ist es notwendig, das Bandpaßfilier symmetrisch auszubilden, da die Feldintensitätsverteilung auf einer Seile in der Phase entgegengesetzt ist zu der der anderen Seite, bezogen auf die Mittellinie E-E' auf der Hauptebene, und daher sollte eine Komponente einer Phase stets \on einer entsprechenden Komponente der entgegengesetzten Phase in einem Wellenleiter begleitet sein
Ausführungsformen der Erfindung werden weiterhin an Hand der F 1 g. 5 und 6 beschrieben. Um zu verhindern, daß die Resonanzfrequenz der anderen Typen als des Typs TE201 in den Bereich unterhalb der Frequenz fallen, die zweimal so groß wie die Resonanzfrequenz der Grundwellc ist, wird die Länge / des Hohlraums des Rechleckwellenleiters gleich V, Ag im Gegensatz zu der entsprechenden Länge '/2 Ag des üblichen Bandpaßfilters gemacht und einstellbare kapazitive Elemente (Schrauben) 41 und 4Γ wcrdeD so an zwei Stellen eingebaut, an denen die Drei-U'ilungslinicn 42 und 42' auf der Hauptebene des Rechteckwellenleiters 40 sich mit der Halbierenden 43 des Bereichs / zwischen den induktiven Stäben 44 und 44' schneiden, daß ein Ende in das Hohlrauminnere hinein hervorsieht. Wie aus den F i g. 3(c). 3(d) und 3(e) und deren Beschreibung zu ersehen ist. sind die kapazitiven Stäbe an den Stellen angeordnet. an denen die Feldintcnsität ein Minimum bezüglich der höheren Typen TE102, TE301 und TE202 und im wesentlichen ein Maximum bezüglich des Grundtyps TF101 besitzt. Durch Verwendung der kapazitiven einstellbaren Schrauben 41 und 41' kann ein gewünschter Durchlaßbereich für den Grundtyp TF101 erhalten werden, wobei die Resonanzfrequenzen für die höheren Typen außerhalb des Durchlaßbereichs gehalten werden. Auch der Typ TE20I wird infolge der Symmetrie des Filters unterdrückt
F i g. 6 zeigt die Dämpfungs/Frequenz-Kennlinien des Filters der F i g. 5 zur Unterdrückung der zweiten Harmonischen. Wie sich aus der Kennlinie ergibt, ist dieses Filter in der Lage, die höheren Typen in dem Frequenzbereich zu unterdrücken, der zweimal so hoch ist wie die Resonanzfrequenzen des Grundtyps. Insbesondere unterdrückt dieses Filter die höheren Typen in dem Bereich, in dem f von 2.8 bis 3.6
/
erreicht, während der Wert , für den Durchlaßbereicn
der Grundwelle von 1,4 bis 1,8 r. ichl. Somit wird die zweite harmonische Wellenkomponcnte beseitigt.
Die F i g. 7 bis 9 zeigen weitere Ausführungsformen. Diese beruhen auf der Tatsache, daß. wie oben beschrieben wurde, der höhere Typ "TTi201 außerhalb der Betrachtung gelassen werden kann, wenn die zweite Harmonische unterdrückt werden soll und daher der Aufbau des Bandpaßfilters nicht symmelrisch zu sein braucht.
F i g. 7 zeigt ein Ausführungsbcispiel. bei dem nur eines der symmetrischen Elemente der F i g. 5 verwendet ist.
F i g. 8 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel, bei dem eines der einstellbaren kapazitiven Elemente (Schraube) an der gegenüberliegenden Hauptfläche des Wellenleiters angebracht ist.
F i g. 9 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel. bei dem zwei kapazitive Elemente an Stelle eines in der Nähe der Stelle angeordnet sind, die der des kapazitiven Elements der F i g. 7 entspricht. In ähnlicher Weise können die Anordnungen der F i g. 5 und 8
durch Ersatz des einzigen kapazitiven Elements durch mehrere kapazitive Elemente, die um die Stellen wie in F i g. 5 oder 8 angeordnet sind, abgewandelt werden.
F i g. 10 zeigt eine Anordnung, bei der die kapazitiven Elemente wie in F i g. 7 zusätzlich an der unteren Hauplebene des Wellenleiters angeordnet sind. Die gleiche Anordnung kann in Verbindung mit den 1 i g. 5 und 7 durchgeführt werden.
An Hand der verschiedenen Ausführungsbeispiele wurden einstufige Bandpaßfilter beschrieben. Im allgemeinen bestehen die Bandpaßfilter zur Unterdrükkung von höheren Harmonischen aus mehreren Stufen. Selbstverständlich kann die Erfindung auch auf solche mehrstufige Bandpaßfilter angewendet weiden. Die Erfindung ist auch auf ein Viertel-Wcllcnlängcn-Koppcl- und Direkt-Koppcl-Bandpaßlillcr zur Unterdrückung von höheren Harmonischen anwendbar.
Die Erfindung kann auch zur Unterdrückung höherer Harmonischer als der zweiten Harmonischen verwendet werden.
Hierzu 5 Blatt Zeichnungen
509 62E
ijgf -Jt .||i.'iJLJjMg^l·, "*--1SiSffi _ -

Claims (2)

Patentansprüche:
1. Bandpaßfilter in einem Rechteck wellenleiter, bei dem in Wellenausbreitungsrichtung mit einem Abstand voneinander und parallel zueinander angeordnete in das Wellenleiterinnere hineinragende, sich in Längsrichtung der Breitseiten und quer zu den Schmalseiten erstreckende Blindleitwertelemente angeordnet sind, die jedes aus mehreren, in einer geraden Linie angeordneten parallelen, gegeneinander versetzten, unter rechtem Winkel zur Breitseite angeordneten Stäben gebildet sind und zusammen mit dem Wellenleiter einen Hohlraumresonator bilden, sowie wenigstens einer ein kapazitives Element bildenden, an einer Breitseite befestigten, in der Mitte zwischen zwei Blindleitwertelcmenten angeordneten, in das Weileninnere hineinragenden einstellbaren Schiaube. dadurch gekennzeichnet, daß der axiale Abstand /wischen den als Stäben ausgebildeten Blindleitwertelementen (II, 11'. 21, 21'; 44. 44') in Wellenausbreitungsrichtung gleich ' , der Wellenleiterwellenliinge betrügt, und daß die Achse des der jeweiligen Schmalseite des Wellenleiters am nachsten kommenden Stabes der Blindleitwertelemenle von dieser einen Abstand von einem Drittel des Gesamtabstandes (ti) zwischen den Innenflächen der sich gegenüberliegenden Schmalseiten besitzt.
2. Bandpaßfilter in einem Rechtcckwellenleiter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwei als kapazitive F.iemente wirkende Schrauben (41. 41') vorgesehen sind.
DE2006864A 1969-02-14 1970-02-14 Bandpaßfilter in einem Rechteckwellenleiter Expired DE2006864C3 (de)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP1137669 1969-02-14

Publications (3)

Publication Number Publication Date
DE2006864A1 DE2006864A1 (de) 1971-02-18
DE2006864B2 DE2006864B2 (de) 1974-11-21
DE2006864C3 true DE2006864C3 (de) 1975-07-10

Family

ID=11776282

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE2006864A Expired DE2006864C3 (de) 1969-02-14 1970-02-14 Bandpaßfilter in einem Rechteckwellenleiter

Country Status (3)

Country Link
US (1) US3657670A (de)
DE (1) DE2006864C3 (de)
GB (1) GB1290448A (de)

Families Citing this family (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4607242A (en) * 1983-05-02 1986-08-19 Rockwell International Corporation Microwave filter
US4686499A (en) * 1984-09-28 1987-08-11 Cincinnati Microwave, Inc. Police radar warning receiver with cantilevered PC board structure
US4613989A (en) * 1984-09-28 1986-09-23 Cincinnati Microwave, Inc. Police radar warning receiver
GB2213652A (en) * 1987-12-11 1989-08-16 Gary Raymond Cobb Waveguide filters using expanded joints
US4990870A (en) * 1989-11-06 1991-02-05 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Waveguide bandpass filter having a non-contacting printed circuit filter assembly
JP2607780B2 (ja) * 1991-09-18 1997-05-07 富士通株式会社 導波管形フィルタ装置
US7068129B2 (en) * 2004-06-08 2006-06-27 Rockwell Scientific Licensing, Llc Tunable waveguide filter
US20080068112A1 (en) * 2006-09-14 2008-03-20 Yu David U L Rod-loaded radiofrequency cavities and couplers
US7884333B2 (en) * 2008-09-25 2011-02-08 Jefferson Science Associates, Llc Particle beam and crabbing and deflecting structure
US9406988B2 (en) 2011-08-23 2016-08-02 Mesaplexx Pty Ltd Multi-mode filter
US20130049890A1 (en) 2011-08-23 2013-02-28 Mesaplexx Pty Ltd Multi-mode filter
US20140097913A1 (en) 2012-10-09 2014-04-10 Mesaplexx Pty Ltd Multi-mode filter
GB201303018D0 (en) 2013-02-21 2013-04-03 Mesaplexx Pty Ltd Filter
GB201303033D0 (en) 2013-02-21 2013-04-03 Mesaplexx Pty Ltd Filter
GB201303030D0 (en) 2013-02-21 2013-04-03 Mesaplexx Pty Ltd Filter
US9614264B2 (en) * 2013-12-19 2017-04-04 Mesaplexxpty Ltd Filter
US9882792B1 (en) 2016-08-03 2018-01-30 Nokia Solutions And Networks Oy Filter component tuning method
US10256518B2 (en) 2017-01-18 2019-04-09 Nokia Solutions And Networks Oy Drill tuning of aperture coupling
US10283828B2 (en) 2017-02-01 2019-05-07 Nokia Solutions And Networks Oy Tuning triple-mode filter from exterior faces
CN108804762B (zh) * 2018-05-04 2022-04-29 中国电子科技集团公司第二十七研究所 微波高功率多次谐波滤波器的设计方法及多次谐波滤波器
CN108808200A (zh) * 2018-08-07 2018-11-13 中国航空工业集团公司雷华电子技术研究所 一种波导功率合成器及功率合成方法

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US2476034A (en) * 1945-07-16 1949-07-12 Bell Telephone Labor Inc Conformal grating resonant cavity
US2629015A (en) * 1949-06-28 1953-02-17 Raytheon Mfg Co Electromagnetic wave filtering device
US3078423A (en) * 1959-09-30 1963-02-19 David J Lewis Apparatus for segregating harmonic power in a waveguide system
US3164792A (en) * 1962-01-31 1965-01-05 Gen Electric Microwave switch utilizing waveguide filter having capacitance diode means for detuning filter
US3451014A (en) * 1964-12-23 1969-06-17 Microwave Dev Lab Inc Waveguide filter having branch means to absorb or attenuate frequencies above pass-band
GB1158777A (en) * 1965-08-11 1969-07-16 Nippon Electric Co Improvements in or relating to Waveguide Device having Susceptance Elements with Temperature Compensation
US3353123A (en) * 1965-09-01 1967-11-14 Gen Electric Microwave filter comprising absorbing structures for removing suprious wave energy

Also Published As

Publication number Publication date
US3657670A (en) 1972-04-18
DE2006864B2 (de) 1974-11-21
GB1290448A (de) 1972-09-27
DE2006864A1 (de) 1971-02-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE2006864C3 (de) Bandpaßfilter in einem Rechteckwellenleiter
DE3708314A1 (de) Mikrowellengepumpter hochdruckgasentladungslaser
DE2706373B2 (de) Mischstufe
DE970616C (de) Verzoegerungsleitung der Bauart mit ineinandergreifenden Stegen fuer Elektronenstrahlroehren
DE2711494A1 (de) Breitband-koppelhohlraum-wanderfeldroehre
DE3620555C2 (de)
DE3329057A1 (de) Koaxialleitungs-, kammleitungs- oder interdigitalfilter mit wenigstens vier resonatoren
DE2710506C3 (de) Breitband-Richtungsleitung
DE3030114C2 (de)
DE1942178C3 (de) Als Kammleitungs- oder Interdigitalfüter ausgebildetes Bandpaßfilter
DE1541937A1 (de) Hohlleiterfilter
DE4036841C2 (de) Mit magnetostatischen Wellen arbeitende Einrichtung
DE1293242B (de) Absorptionsfilter zur Unterdrueckung von Stoersignalen
DE1541588C3 (de) Anordnung zur Bedämpfung höherer H tief on -Wellentypen
DE1275649B (de) Seitlich offener Hohlleiter fuer die UEbertragung elektromagnetischer Oberflaechenwellen
DE3708964C2 (de)
DE3314704A1 (de) Bandpass-filter mit linearen resonatoren, dem eine bandsperrfunktion zugeordnet ist
DE2244838C2 (de) Induktives Kopplungssystem zur selektiven Anregung der TE-Grundwelle in abgeschirmten dielektrischen Resonatoren
DE2738613B2 (de) Aus konzentrierten Schaltelementen bestehende Filterschaltung für den Bereich der Meter- und Dezimeterwellen
DE1766811C (de) Hohlleiter-Oszillator
DE1806781C3 (de) Mehrkreisige Filteranordnung in einem Rechteck-Hohlleiterstück
DE1541079C3 (de) Mikrowellenbandfilter
DE1616314C3 (de) Hohlleiterdämpfungsglied
DE69817744T2 (de) Mikrowellenfilter mit steiler Oberflanke
DE2431278A1 (de) Verzweigungsfilter

Legal Events

Date Code Title Description
C3 Grant after two publication steps (3rd publication)
E77 Valid patent as to the heymanns-index 1977