DE2006864B2

DE2006864B2 - Bandpaßfilter in einem Rechteckwellenleiter

Info

Publication number: DE2006864B2
Application number: DE2006864A
Authority: DE
Inventors: Osamu Kasuga; Susumu Kitazume
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1969-02-14
Filing date: 1970-02-14
Publication date: 1974-11-21
Also published as: US3657670A; DE2006864C3; GB1290448A; DE2006864A1

Description

35

Die Erfindung betrifft ein Bandpaßfilter, bei dem in Wellenausbreitungsrichtung mit einem Abstand voneinander und parallel zueinander angeordnete in das Wellenleiterinnere hineinragende, sich in Längsrichtung der Breitseiten und quer zu den Schmalseiten erstreckende Blmdleitwcrtelcmente angeordnet sind, die jedes aus mehreren, in einer geraden Linie angeordneten parallelen, gegeneinander versetzten, unter rechtem Winke! zur Breitseite angeordneten Stäben gebildet sind und zusammen mit dem Wellenleiter einen Hohlraumresonator bilden, sowie wenigstens einer ein kapazitives Element bildenden, an einer Breitseite befestigten, in der Mitte zwischen zwei Blindleitwertelementen angeordneten. 11 das Welleninnere hineinragender·, einstellbaren Schraube.

In einem Si:nde-I mpfangs-Gcrät eines Mikrowellcn-Nachrichtcnsystems wird eine Wanderwellcnröhrc als Leistungsverstärker auf der Sendeseite verwendet. Eine Wanderwellenröhre besitzt jedoch cmc Nichtlinearität, derzufolge unvermeidbar höhere Harmonische in der Verstärkungsstufe erzeugt werden. Solche harmonischen Komponenten sind für die Mikrowellcnübcrtragung mehl nur unnnliu. sondern für das gesamte System unerwünscht, da es für die übertragung übermäßige Energie erfordert. Solche unerwünschten Komponenten sollen d;iher entfernt werden. Gewöhnlich wird zu diesem /weck ein Randpaßfilter an das Auslaufende des VYande:- wellenröhrenVerstärkers angekoppelt.

Aus »Microwaves«. August 1465. S. 'M bis '-'7. ist ein Bütulpaßfilter der eingangs beschriebenen All bekannt. Mit diesem Kandnaßtiltcr in einem K echteckwellenieiter ist es jedoch nicht möglich, »!!ein die höheren harmonischen Komponenten zu unterdrücken. Vielmehr können unerwünschte höhere harmonische Komponenten mit den Grundkomponenten zusammen durchlaufen. Zum Entfernen der höheren harmonischen Komponenten muli daher zusätzlich ein Tiefpaßfilter mit dem Bandpaßfilter in Reihe geschaltet werden. .

Aufgabe der Erfindung ist es, ein Bandpaüfilter m einem Rechteckwellenleiter der eingangs beschriebenen Art zu schaffen, mit dem unerwüns, hte höhere harmonische Komponenten unterdrückt werden können, so daß kein zusätzliches Filter erforderlich ist.

Dii*se Aufgabe wird durch ein Bandpaßfilter in einem Rechteckwellenleite· der eingangs beschriebenen Art gelöst, welches gemäß der Erfindung dadurch gekennzeichnet ist, daß der axiale Abstand zwischen den als Stäben ausgebildeten Blindleitwertelementen in Wellenausbreitungsrichtung gleich ^l _s der Wellenleiterwellenlänge beträgt, und daß -j;·- Λ-hse des der jeweiligen Schmalseite des Wellenleiters am nächsten kommenden Stabes der Blindleitwertelemente \on dieser einen Abstand vor- sinem Drittel des Gcsamiabstandes(ii) zwischen den Innenflächen der sieh aesenüberliegenden Schmalseiten besitzt.

Auf diese Weise wird die zweite harmonische Komponente der höheren harmonischen Komponenten unterdrückt.

Die Erlindung beruht auf der Tatsache, daß die höheren harmonischen Komponenten im wesentlichen durch Unterdrückung der zweiten harmonischen Komponente unterdrückt werden können, da die Komponenten, die höher sind als die zweite, sehr schwach sind und vernachlässigt werden können. Da die zweiten höheren Harmonischen in dem bereich konzentriert sind, in dem die t'bertragungsschwingungstypen der Mikrowellen konzentriert sind. können die zweiten höheren Harmonischen durch Beseitigung der Komponenten der höheren Schwingungstypen unterdrückt werden.

In den F i g. 1 bis 10 der Zeichnungen ist der Gegenstand der Erfindung beispielsweise dargestellt und nachstehend näher erläutert. Es zeig!

F i ü. 1 schematisch ein übliches Baiidpaßfilter.

E i n. 2 ein Wcllenformdiagramm. aus dem die Kennlinien des Bandpaßfilters der E i g. 1 hervorgehen.

E i u. 3 verschiedene Schwingungstypen, die in einem Bandpaßfilter der Rechteckwellcnarl möglich sind.

F i μ. 4 Kennlinien des Filters zur Erläuterung des Prinzips der Erfindung.

E' i g. 5 schematisch ein Bandpaßfilier gemäß der Erfindung.

E i 11. (1 die Kennlinie des Euters der E i g. 5 und

E i si. 7 bis IO schematise!) weitere Ausführiingsbeispiele gemäß der Erfindung.

hi Ii ■■ I. die se hem atiseh eine perspektivische Ansicht cIls üblichen liandpaldilteis /eiut. sind Hlindlcitwcrielemcnte 11 und 11'. von denen jedes aus drei, senkrecht zu der Breitseite eines Rcchteckwcllenleitcrs 10 für die Il ,,,-Ausbreituiitsart angeordneten Stäben besteht, mit einem Abstand von einer halben I.eiteiwellenlänge / j; (d.h. /.# 2) angeordnet und bilden emeu I Ixhlraumrcsonaloi 12. Mehren Resonatoren 12 und I'· sind in Reihe mit einem Abstand win /1; 4 angeordnet. Jeder der Resonatoren 12 und 13 besitzt eine Abstimmschraube 14. um an ledern Re-

onator 12 und 13 dens ubgestimmten Zustund zu erzielen.

Dieses Bandpaßfilter besitzt die Diimpfungs Freenz-Kennlinie, wie sie in F i g, 2 gezeigt ist. In r Zeichnung ist gezeigt daß di Gf

g gg I

Zeichnung ist gezeigt, daß die Grenzfrequenz Rir den TE^-Typ gegeben ist durch Wenn bei der Lunge I des Hohlraums Kesonanz auftritt, dann gilt

(2)

Die Resonanzfrequenz/ bei der Hoblraumläuge ist aus den Gleichungen (1) und (2) gegeben durch

wobei a die Breite der Breitseite und c die Lichtgeschwindigkeit bezeichnet. Aus der Kurve ist ebenfalls zu ersehen, daß das. Bandpaßfilter nur in dem Bireich selektiv ist, in dem die Frequenz/ kleiner als /c₂₀ ist. In dem Bereich oberhalb /c₂₀ werden die Eigenschaften unbestimmt, da das Auftreten möglicher höherer Schwingungstypen die Funktion des Filters stört. Allgemein ist die zweite Harmonische If₁₀₁, die zweimal so groß ist wie die Frequenz/_10l des Durchlaßbereichs des Bandpaßfilters, höher als /c₂₀ und ist in dun Bereich enthalten, in dem eine Störung verursacht wird.

Die F i g. 3(a) bis 3(f) zeigen Feldintensitätsstörungen (in absoluten Werten) des TE₁₀₁-Grundtyps und seiner höheren Typen TE₂₀₁, TE₁₀₂, TE₃₀₁, Tⁿ _2ü2 und TE₁₀₃ eines Bandpaßfilters, das aus Blindleitwerten 21 und 21' besteht, von denen jeder beispielsweise drei Stäbe umfaßt, die gegeneinander senkrecht zur Transversal richtung eines rechteckigen Wellenleiters 20 parallelversetzt angeordnet sind. Es sei angenommen, daß die lange Linie des Querschnittrechtccks des Rechtcckwellenleitcrs in der X-Achse, die kürzere Linie in der V-Achse und die Längsachse in der Z-Achse liegt. Die Intensitätsverteilung des elektrischen Feldes des TE₁₀₁-Grundtyps besitzt einen einzigen sinusförmigen Hocker jeweils in der X-Y-Ebcne und de·· V-Z-Ebene (der sich zwischen den Induktivitätsstäben 21 und 21' erstreckt). F i g. 3(b) zeigt eine Feldintensitätsverteilung des höheren Typs TE₂₀₁, der einen sinusförmigen Doppelhöcker in der ,Y-y-Ebene - nd einen einzigen Hocker in der Y-Z-Ebene (der sich zwischen den Induktivitätssläben 21 und 21' erstreckt) besitzt. Fig. 3(c) zeigt eine ähnliche Verteilung des höheren Typs TE₁₀₂. der einen einzigen sinusförmigen Hocker in der X-Y-Ebenc und einen Doppclhöckcr in der V-Z-Ebene besitzt (der sich zwischen, den Induktivitätsstäben 21 und 2Γ erstreckt). In gleicher Weise zeigen die F i g. 3(d). 3(e) und 3<f) Intensitälsvcrtcilungen höherer Typen TE₃₀₁. TE₂₀₂ und TE|₀₃. Allgemein bezeichnen die Bezugs'/.ciehen »m« und »/i« des Ausdrucks TE,,,,,,, die Anzahl der Hocker der Intensitätsverteilung des elektrischen Feldes, die '.n der X-Y- und der V-Z-Lhene beobachtet werden.

Es wird angenommen, daß die innere Breite, die in der X-Richlung des Rechtcckwellenleitcrs 20 gemessen wird. (( ist und daß die axiale Länge des Wellenleiterabschnilts bzw. Honlraums. der von den Siabreihen 21 und 21' begrenzt wird, gemessen in Richtung der Z-Achse. / ist. Die Leiteiwellenlange ;.g der elektromagnetischen Welle, die sich in dem Wellenleiter als ΤΕ,,,,,,,-Typ ausbreitet, wird dann ausucdrüekt durch

Normiert man die Gleichungen (3) durch Verwendung der Grenzfrequenz /₀ ( = f^J ^wna" der Grenzwellenlänge }.c (= 2a), so ändert sich die Gleichung (3) in

Aus Gleichung (4) folgt dann

ro²

f
λ c

~ - nr

la

).c

F i g. 4 zeigt Kennlinien, die Ergebnisse der Be- ^>s rechnung aus Gleichung(5) sind. In Fig. 4 stellt die Abszisse ' (die Resonanzfrequenz für der. TE,„„_n-Typ.

normiert durch die Grenzfrequenz/_r ( = -,Λ für

den ΤΕ,οι-Grundtyp) dar. und die Ordinate stellt _>c

(die Länge / des Hohlraums, normiert durch die Grenzwellenlänge i.c (=2«) des TE₁₀₁-Grundtyps) dar. Parameter für diese Kennlinien sind die Z,ahlen m und H. Die Kennlinie 31 zeigl die Beziehung zwischen der Resonanzfrequenz/ RiTdCnGrUn-IIyPTL₁₀₁ und der Hohlraumlänge!. normiert Jurch die Grcnzfrequenz und die Grenzwellenlänge für den Typ TE₁₀₁ selbst. Die Kennlinie 32 zeigt die Beziehung zwischen der Resonanzfrequenz / eines höheren Typs TE₂₀₁ und die Hohlraumlänge / normiert durch die Grenzfrequcnz /', und die Gren/wellcnlänge >.c des Grundtyps TE₁₀₁. In gleicher Weise zeigen die Kennlinien 3 bis 7 die Beziehung zwischen der Resonanzfrequenz/' für die höheren Typen 1L₁₀;. TL,₀₁.

TE₂₀₂. TE₁,,., und 'IE.,,,; und der Hohlraumlänge. normiert durch die Gren/frequenz/, und die Greiizwellcnlänge /.r für den Grundlyp TL₁,,,.

Ein Bandpaßtilter aus einem Rechlcekwellcnieiler

fio isl allgemein so entworfen, daß es mil dem Wert ^

in dem Bereich /wischen i .4 und LX arbeitet. Zum Beispiel liegt in einem WR.¹ - 4 - Wellenleitertyp Tür

40(MtMIl/ der Wen ' /wischen 1.4 und 1.63. Bei dem V\ R.I-d-WeHenleilerlyp Im WKH)MlI/ liegl _f

in dem Bereich /wischen Ι.ί-s und 1.71. Is ist daher oticnsidiilicl·,. daß die /weile Harmonische m dem

{ -Wertcbcrcich zwischen 2.8 und 3.3 b/w. /wischen

3,1 und 3,6 unterdrückt werden muli Um dieses Ziel zu erreichen, sollten die Resonanzkurven nie in diesem Bereich fallen. In F i g. 4 erfüllt der schraffierte Bereich diese Bedingung. Genauer gesagt ist der

Bereich günstig, in dem der Wert . in dem Bereich zwischen 0,2 und 0,3 liegt. Der Grund hierfür ist folgender: Wenn die Werte .-- in dem Bereich 0.3

und 0,6 liegen, treten die Kennlinien 33. 35 und 36 jeweils für die Typen TE₁₀₂. TE₂₀₂ und TE₁₀, auf. Dies ist nicht günstig, um die höheren Typen zu beseitigen. In gleicher Weise wird in dem Bereich oberhalb 0,6 die Resonanzfrequenz für den Grundtyp TE₁₀I niedriger als die erwünschte Resonanzfrequenz /₀ und ist sehr schwer anzuheben. In dem Bereich unterhalb 0,2 ist die Resonanzfrequenz unnötig hoch und ebenfalls schwer abzusenken. Wählt man daher die Hohlraumlänge / so. daß sie in diesem Bereich fällt, dann kann die zweite harmonische Teilschwingung unterdrückt werden. Dies erhöht jedoch den Wert von K auf einen Wert, der von 1.9 bis 2.7 reicht.

Jr

wie durch die Kennlinie 31 gezeigt ist. Um ihn wieder in den Bereich zwischen 1.4 und 1.8 zurückzustellen, muß ein kapazitives Element in den Hohlraum der F i g. 3(a) eingefügt werden, um so die Resonanzfrequenz für den Grundtyp TE₁₀₁ zu vermindern. In diesem Fall müssen die Resonanzfrequenzen der höheren Typen TE₂₀₁. TE₁₀₂. TE₃₀₁. TE₂₀₂ und TE₁₀₃ so ausgebildet werden, daß ' nicht in den

Bereich zwischen 2,4 und 3.6 kommen kann, da dieser Bereich zu den unerwünschten zweiten höheren Harmonischen gehört, die mit den höheren Typen mitschwingen könnten. Das Verfahren, um dies zu erreichen, ist wie folgt:

Wie durch die Kennlinie 32 in F i g. 4 angegeben ist es für den höheren Typ TE₂₀, ausreichend, seine Resonanzfrequenz zu vermindern oder sie ungeändert zu lassen. Wie in Fig. 3(b) gezeigt ist. liegt die Stelle, an der das Feld des Typs TE₂₀₁ ein Minimum besitzt, auf der Mittellinie E-E' auf der Hauptebene des Rechtcckwellenleiters 20. Dies bedeutet, daß die Resonanzfrequenz des Typs TE₂₀₁ durch Einfügung eines kapazitiven Stabes an einer Stelle mit Ausnahme E-E' vermindert werden kann. In diesem Fall ist die Grenzfrequenz/_c20, normiert durch die Grenzfrequenz /₀ für den Typ TE₁₀, (—p) gleich 2. ein Wert.

der ausreichend oberhalb des Frequenzbereichs für den Typ TE₁₀, liegt, der von 1.4 bis 1.8 reicht. Das bedeutet, daß für den Typ TE₂₀₁ der kapazitive Stab irgendwo angeordnet werden kann. Da auch die Resonanzfrequenzen für die höheren Typen TE₁₀₃. TE₄₀₁, TE₃₀₂ mit Ausnahme von TE₁₀₃ ausreichend hoch sind, ist die Unterdrückung der zweiten Harmonischen nicht problematisch. Es müssen daher nur die Typen TE₁₀₂. TE₃₀, und TE₂₀₂ in Betracht gezogen werden. Um zu verhindern, daß die Resonanzfrequenzen für die drei Typen TE₁₀₂, TE₃₀₁ und TE₂₀₂ zu niedrig werden und ein bestimmtes besonderes Band infolge der Einfügung des kapazitiven Stabes in den Hohlraum erreichen, muß dieser kapazitive Stab an einer solchen Stelle angeordnet werden, an der das Feld eines jeden höheren Typs TE₁₀₂. TE₁₁₁, und Tl ,_(l2 ein Minimum besitzt. Um auch die Resonanzfrequenz der Grundwellc TFi₁₀₁ abzusenken, muli der kapazitive Stab an einer solchen Stelle angeordnet werden, an der das Feld des Grundtyps TE₁₀, ein Maximum besitzt. Für den Typ TEi₀₂ sollte der kapazitive Stab auf der Mittellinie A-A' des Hohlraums angeordnet werden, wie in F i g. 3(c) gezeigt ist. Für den Typ TE₃₀, sollten die kapazitiven Stäbe auf den Dreiteilungslinien B-B' und C-C auf der

ίο Haupteberic längs der Längsachse angeordnet werden, wie in Fig. 3(d) gezeigt ist. Für den Typ TE₂₀₂ ist das Element auf der Mittellinie A-A' des Hohlraums und auch der Mittellinie E-E' auf der Hauptebene des Rcchteckwellenleitcrs, wie in Fig. 3(e) gezeigt ist.

Die diesen Typen gemeinsamen Stellen sind D und £>'. an denen die Mittellinie A-A' des Hohlraums sich mit den Drciteilungslinien B-B' und C-C schneidet, wie in Fig. 3(0 gezeigt ist. Wie oben beschrieben wurde, bereitet es bei dem Typ TE₂₀₁ kein Problem, die zweite harmonische Teilschwingung zu unterdrücken. Um den Typ TE₂₀₁ zu unterdrücken, ist es notwendig, das Bandpaßfilter symmetrisch auszubilden, da die Fcldintensitätsvcrtcilung auf einer

Seite in der Phase entgegengesetzt ist zu der der anderen Seite, bezogen auf die Mittellinie E-E' auf der Hau^tebenc. und daher sollte eine Komponente einer Phase stets von einer entsprechenden Komponente der entgegengesetzten Phase in einem Wellenleiter begleitet sein.

Ausführungsformen der Erfindung werden weiterhin an Hand der F i g. 5 und 6 beschrieben. Um /u verhindern, daß die Resonanzfrequenz der anderen Typen als des Typs TE₂₀₁ in den Bereich unterhalb der Frequenz fallen, die zweimal so groß wie die Resonanzfrequenz der Grundwelle ist, wird die Länge / des Hohlraums des Rechteckwellenleiters gleich ' 1 /.£ im Gegensatz zu der entsprechenden Länge ' ₂ /.g des üblichen Bandpaßfilters gemacht und einstellbare kapazitive Elemente (Schrauben) 41 und 41' werden so an zwei Stellen eingebaut, an denen die Dreiteilungslinien 42 und 42' auf der Hauptebenc des Rechteckwellemleiters 40 sich mit der Halbierenden 43 des Bereichs / zwischen den induktiven Stäben 44 und 44' schneiden, daß ein Ende in das Hohlrauminnere hinein hervorsteht. Wie aus den Fig. 3(c). 3(d) und 3(e) und deren Beschreibung zu ersehen ist. sind die kapazitiven Stäbe an den Stellen angeordnet, an denen die Feldintcnsität ein Minimum bezüglich

der höheren Typen TE₁₀₂, TE₃₀₁ und TE₂₀₂ und im wesentlichen ein Maximum bezüglich des Grundtyps TE₁₀, besitzt. Durch Verwendung der kapazitiven einstellbaren Schrauben 41 und 41' kann ein gewünschter Durchlaßbereich für den Grundtyp TE^₀₁

erhalten werden, wobei die Resonanzfrequenzen für die höheren Typen außerhalb des Durchlaßbereichs gehalten werden. Auch der Typ TE₂₀, wird infolge der Symmetrie des Filters unterdrückt.

F i g. 6 zeigt die Dämpfungs/Frequenz-Kennlinien

te des Filters der F i g. 5 zur Unterdrückung der zweiten Harmonischen. Wie sich aus der Kennlinie ergibt, ist dieses Filter in der Lage, die höheren Typen in dem Frequenzbereich zu unterdrücken, der zweimal so hoch ist wie die Resonanzfrequenzen des Grund-

typs. Insbesondere unterdrückt dieses Filter die höheren Typen in dem Bereich, in dem £ von 2,8 bis 3.6 erreicht, während der Wert ^f _f für den Durchlaßbcrcich

der Grundvvelle von 1.4 bis 1.8 reicht. Somit wird die zweite harmonische Wcllenkomponcntc beseitigt.

Die F' i g. 7 bis 9 zeigen weitere Ausführungsformen. Diese beruhen auf der Tatsache, daß. wie oben beschrieben wurde, der höhere Typ TH₂Oi außerhalb der Betrachtung gelassen werden kann, wenn die zweite Harmonische unterdrückt werden soll und daher der Aufbau des Bandpaßfilters nicht symmetrisch zu sein braucht.

F i g. 7 zeigt ein Ausführungsbcispiel. bei dem nur eines der symmetrischen Elemente der F i g. 5 verwendet ist.

F i g. 8 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispicl. bei dem eines der einstellbaren kapazitiven Elemente (Schraube) an der gegenüberliegenden Hauptflächc des Wellenleiters angebracht ist.

F i g. 9 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispicl. bei dem zwei kapazitive Elemente an Stelle eines in der Nähe der Stelle angeordnet sind, die der des kapazitiven Elements der F i g. 7 entspricht. In ähnlicher Weise können die Anordnungen der F i g. 5 und 8

durch Ersatz des einzigen kapazitiven Elements durch mehrere kapazitive Elemente, die um die Stellen wie in F i u. 5 oder S angeordnet sind, abgewandelt werden.

F i g. 10 zeigt eine Anordnung, bei der die kapazitiven Elemente wie in F i g. 7 zusätzlich an der unteren Hauptebenc des Wellenleiters angeordnet sind. Die gleiche Anordnung kann in Verbindung mit den F i g. 5 und 7 durchgeführt werden.

An Hand der verschiedenen Ausfuhrungsbeispiele wurden einstufige Bandpaßfilter beschrieben. Im allgemeinen bestehen die Bandpaßfilter zur Untcrdrükkung von höheren Harmonischen aus mehreren Stufen. Selbstverständlich kann die Erfindung auch auf solche mehrstufige Bandpaßfilter angewendet werden. Die Erfindung ist auch auf ein Vicrtel-Wcllenlängcn-Koppcl- und Direkl-Koppel-Bandpaßfilter zur Unterdrückung von höheren Harmonischen anwendbar.

Die Erfindung kann auch zur Unterdrückung höherer Harmonischer als der zweiten Harmonischen verwendet werden.

Hierzu 5 Blatt Zeichnungen

409 547/184

Claims

Patentansprüche:

J. Bandpaßfilter in einem RechteckweHenleiter, bei den» in WcUenausbreitungsriehUing mit einem Abstand voneinander und parallel zueinander angeordnete in das Wellenleiterinnere hineinragende, sich in Längsrichtung der Breitseiten und quer ϊλ\ den Schmalseiten erstreckende Blindleitwertelemente angeordnet sind, die jedes aus mehreren, in einer geraden Linie angeordneten parallelen, gegeneinander versetzten, unter rechtem Winkel zur Breitseite angeordneten Stäben gebildet sind und zusammen mit dem Wellenleiter einen Hohlraumresonator bilden, sowie wenigstens einer ein >s kapazitives Element bildenden, an einer Breitseite befestigten, in der Mitte zwischen zwei Biindleitwertelementen angeordneten, in das Welleninnere hineinragenden einstellbaren Schraube, dadurch gekennzeichnet, daß der axiale Abstand zwischen dc\ als Stäben ausgebildeten Blindleitwertelememcn (11. 1Γ: 21. IV; 44, 44') in Wellenausbreitungsnehtung gleich ' ₃ der Wellenleiterwellenlänge beträgt, und daß die Achse des der jeweiligen Schmalseite des Wellenleiters am nachsten kommenden Stabes der Bündleitwertelemente von dieser einen Abstand von einem Drittel des Gesamtabstandes (α) zwischen den Innenflächen der sich gegenüberliegenden Schmalseiten besitzt.
2. Bandpaßfiltcr in einem Rechteckwellenleiter nach Ansprach 1. dadurch gekennzeichnet, daß zwei als kapazitive Elemente wirkende Schrauben (41. 41') vorgesehen sir.d.