DE2006864A1

DE2006864A1 - Mikrowellenbandpaßfilter zur Unter druckung von höheren Harmonischen

Info

Publication number: DE2006864A1
Application number: DE19702006864
Authority: DE
Inventors: Susumu Kasugä Osamu Tokio M Kitazume
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1969-02-14
Filing date: 1970-02-14
Publication date: 1971-02-18
Also published as: GB1290448A; US3657670A; DE2006864C3; DE2006864B2

Description

Anmelderin: Stuttgart, den 14. Februar 1970

Nippon Electric Company, Limited P 2257 7-15, Shiba Gochome, Minato-ku
Tokio / Japan

Vertreter; ³

Patentanwalt

Dipl.-Ing. Max Bunke . -. ,

7000 Stuttgart 1

Schloßstr. 73 B

Mikrowellenbandpaßfilter zur Unterdrückung von höheren Harmonischen ~

Die Erfindung betrifft ein Bandpaßfilter zur Unterdrückung von höheren Harmonischen, bestehend aus einem Wellenleiterabschnitt zur Ausbreitung elektromagnetischer Wellen, einem Paar von Blindleitwertelementen, die an der Innenseite des Wellenleiterabschnitts angeordnet sind, um einen Hohlraum-

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resonator zu begrenzen· wenigstens einer Schraube, die einstellbar an der Wand des Vellenleiterabschnitts befestigt ist, in den Hohlraum des Wellenleiters ragt und als kapazitives Element für den Hohlraumresonator dient. Bei einem solchen Filter soll die beliebige Selektivität der Grundwellenkonponente erhalten bleiben.

In einem Sende-Empfangs-Gerät eines Mikrowellen-Nachrichtensystems wird eine Wanderwellenröhre als Leistungsverstärker auf der Sendeseite verwendet. Eine Wanderwellenröhre besitzt jedoch eine Kichtlinearität, derzufolge unvermeidbar höhere Harmonische in der Verstärkungsstufe erzeugt werden. Solche harmonischen Komponenten sind für die Mikrowellenübertragung nicht nur unnötig, sondern für das gesamte System unerwünscht, da es für die übertragung übermäßige Energie erfordert. Solche unerwünschten Komponenten sollen daher entfernt werden. Gewöhnlich ist ein Bandpaßfilter an das Ausgangsende des Wanderwellenröhrenverstärkers für diesen Zweck gekoppelt. Ein übliches Bandpaßfilter des Wellenleitertyps ist jedoch nicht geeignet, höhere harmonische Komponenten zu unterdrücken. Es läßt die höheren Harmonischen zusammen mit den Grundkomponenten durchlaufen. Um diese Harmonischen zu entfernen, muß zusätzlich zu dem Bandpaßfilter ein Tiefpaßfilter verwendet werden.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Mikrowellenbandpaßfilter zu schaffen, das in der Lage ist, unerwünschte höhere harmonische Komponenten zu unterdrücken, so daß für den Zweck der Unterdrückung von Harmonischen keine zusätzliche FiItereinrichtung benötigt wird.

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Gelöst wiTd die·· Aufgab· dadurch, daß der axial« Abstand zwischen den Blindleitwertelementen derart bestiMit ist· daß die Resonanzfrequenzen des Resonators für höhere Schwingung»typen außerhalb des Bandes liegen, das zur Unterdrückung der höheren harmonischen Vellenkomponenten notwendig ist, die in der elektro-■agnetischen Welle enthalten sind, und daß die einstellbare Schraube an der Stelle angeordnet ist, an der sie als kapazitives Element für den besonderen Schwingung·typ für die Grundwellenkomponente der elektromagnetischen Welle und nicht für die Typen der höheren harmonischen Komponenten dient.

Gemäß der Erfindung läßt sich fin Mikrowellenbandpaßfilter schaffen, das eine ausreichend hohe Unterdrlickungseigenschaft gegen die zweite harmonische Komponente besitzt, die unter den höher harmonischen Komponenten vorherrscht»

Die Erfindung beruht auf der Tatsache, daß di· höheren harmonischen Komponenten im wesentlichen durch Unterdrückung der zweiten harmonischen Komponente unterdrückt werden können, da die Komponenten, die höher sind als die zweite, sehr schwach sind und vernachlässigt warden können. Da die zweiten höheren Harmonischen in dem. Bereich konzentriert sind, in dem die Übertragungsechwingungstypen der Mikrowellen konzentriert sind, können die zweiten höheren Harmonischen durch Beseitigung der Komponenten der höheren Schwingungstypen unterdrückt werden.

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In den Figuren 1 bia 10 der Zeichnungen ist der Gegenstand der Erfindung beispielsweise dargestellt und nachstehend näher erläutert. Es zeigtt

Pig. 1 scheaatisch ein Übliches Bandpaßfilter;

Fig* 2 ein VellenforadiagrasM, aus de« die Kennlinien des Bandpaßfiltere der Fig. 1 hervorgehen;

Fig» 3 verschiedene Schwingungstypen, die in einen Bandpaßfilter der Rechteckwellenart Möglich sind}

Fig. k Kennlinien des Filters zur Erläuterung des Prinzips der Erfindung;

Fig. 5 scheeatisch ein Bandpaßfilter geaäß dir Erfindung}

Flg. 6 die Kennlinie des Filters der Fig. 5 J und

Fig. 7 bis IO scheaatisch weitere AuefUhrungsbeispiele geaäß der Erfindung.

In Fig. 1, die scheswtiech eine perspektivische Ansicht de« üblichen Bandpaßfilter· zeigt, sind BlifidleitwertelesMnte 11 und 11', von denen jedes aus drei» senkrecht zu der Breitseite eines Rechteckvellenleitere fO für die TE ₁₀-Ausbreitungeart angeordneten Stäben besteht« «fit eine« Abstand von einer halben Leiterwellenlänge A g (d.h. A g/2) angeordnet und bilden einen Hohlraua-

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resonator 12. Mehrere Resonatoren 12 und 13 sind in Reihe mit einem Abstand von Λ g/4 angeordnet. Jeder der Resonatoren 12 und 13 besitzt eine Abstimmschraube Ik, um an jedem Resonator 12 und 13 den abgestimmten Zustand zu erzielen.

Dieses Bandpaßfilter besitzt die Dämpfungs/Frequenz-Kennlinie, wie sie in Fig. 2 gezeigt ist. In der Zeichnung ist gezeigt, daß die Grenzfrequenz fc₂₀ für den TE₂₀-Typ gegeben ist durch

c
20 ⁼ ä '

wobei a die Breite der Breitseite und c die Lichtgeschwindigkeit bezeichnet. Aus der Kurve ist ebenfalls zu ersehen, daß das Bandpaßfilter nur in dem Bereich selektiv ist, in dem die Frequenz f kleiner als fc_2Q ist. In dem Bereich oberhalb fc₂n ^{werden die} Eigenschaften unbestimmt, da das Auftreten möglicher höherer Schwingungstypen die Funktion des Filters stört. Allgemein ist die zweite Harmonische 2f_1Q1, die zweimal so groß ist wie die Frequenz ?_1Ο1 des Durchlaßbereichs des Bandpaßfilters, höher als f^c _2o und ist in dem Be reich enthalten, in dem eine Störung verursacht wird.

Die Figuren 3(a) bis 3(f) zeigen Feldintensitätsstörungen (in absoluten Verten) des TE₁₀₁-Grundtyps und seiner höheren Typen TE₂₀₁, TE₁₀₂, TE^₀₁1 TE₂₀₂ und TE ₀_ eines Bandpaßfilters, das aus Blindleitwerten 21 und 21* besteht, von denen jeder drei Stäbe umfaßt, die senkrecht zu der Breitseite eines Rechteckwellen-

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.6-

leitera 20 angeordnet aind. Ba aal angenoaaen, daß dia lange Linia daa Quarachnittaraehtacka daa Rechteck-Wellenleiters in der X-Achae, dia kttrxere Linie in der Y-Achae und dia Längaachae in dar Z-Achaa liegt. Dia Intanaltataverteilung dea elektrischen Felda daa TE_1Q-Grundtyp· beaitmt einen einsigen sinusförmigen Höcker Jewella in der X-Y-Ebene und dar Y-Z-Ebene (dar aich zwiachen den InduktivitMtaataben 21 und 21* eratreckt). Pig. 3 (b) seift eine Feldintensititeverteilung daa höheren Type TE₂₀₁, dar einen ainuaföraigen Doppalhöcker in dar X-Y-Ebene und einen alnsigan Hocker in dar Y-Z-Ebene (der aich swischen den Induktivitäteatäben 21 und 21* eratrackt) bealtxt. Pig. 3(c) xelgt eine ähnliche Verteilung dea höheren Type tijno» dar einen einzigen ainusföraigen Höcker in der X-Y-Ebene und einen Doppalhöcker in dar Y-Z-Ebene beaitxt (dar aich «wischen den Induktivitäteatäben 21 und 21* erstreckt). In gleicher Velaa «eigen die Figuren 3(d), (e) und (f) Intenaltätaverteilungen höherer Typen ^TE301* ^TI202 ^Und ¹^ 103* AllgaaMln beseichnen dia Baxugaxeichen "■" und "n" dea Auadrucka TE die Anzahl dar Höcker der IntenaitätaTerteilung dea elektriachen Feldes, die in der X-Y- und dar Y-Z-Ebana beobachtet werden.

Ea wird angenoaaien» daß die innere Breite» die in der X-Bichtung dea Rechteckwellenleiters 20 genessen wird, a ist, und daß die axiale Lunge dea Vellenleiterabschnitts bxw. Hohlraums, dar von den Stabreihen 21 und 21* begrenxt wird, geaeaaen in Richtung der Z-Achaa, 1 ist. Die Leiterwellenlänge Λ β der elektroxwgnatiachen

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Velle, di· sieb in dm Wellenleiter als ^TE _aon"*^TyP *^ue* breitet, wird dann ausgedrückt durch

(D

Wenn bsi der Lance 1 des Hohlräume Resonanz auftritt, dann filt

&- \ β - 1 (2)

Die Resonanzfrequenz f bei der Hohlraualänge ist aus den Gleichungen (i) und (2) gegeben durch

Norxtlert bmui die #l«ichungen (3) durch Verwendung der Grenzfrequenz fo (s ' ) und der Grenzwellenlänge Λ c (= 2a), so ändert sich die Gleichung (3) in

Aus Gleichung (k) folgt dann

(5)

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1
2a

Pig. 4 zeigt Kennlinien, die Ergebnisse der Berechnung aus Gleichung (5) sind. In Fig. k stellt die Abszisse ^r— (die Resonanzfrequenz für den TE -Typ, noreiert

durch die Grenzfrequenz f (s -rj) für den TE₁₀₁-Grundtyp) dar, und die Ordina-te stellt -γ— (die Länge 1 des Hohlrauas.noraiert durch die Grenzwellenlänge Ac (= 2a) des TE₁₀₁-Grundtyps) dar. Paraaeter für diese Kennlinien sind die Zahlen a und n. Die Kennlinie 31 zeigt die Beziehung zwischen der Resonanzfrequenz f für den Grundtyp TE₁₀₁ und der Hohlraualänge l,noraiert durch die Grenzfrequenz und die Grenzwellenlänge fUr den Typ TE₁₀₁ selbst. Die Kennlinie 32 zeigt die Beziehung zwischen der Resonanzfrequenz f eines höheren Typs TE₂₀₁ und die Hohlraualänge 1 noraiert durch die Grenzfrequenz f und die Grenwellenlänge Ac des Grundtyps ₁₀₁ In gleicher Weise zeigen die Kennlinien 3 bis 7 die Beziehung zwischen der Resonanzfrequenz f für ßöheren ^ΤΕ1Ο2· "301» ^TE2O2» ^TE103 ^Und ^TE3O2 ^*^{1 der}

Hohlraualänge, noraiert durch die Grenzfrequenz f

und die Grenzwellenlänge A c für den Grundtpy TE

101*

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Ein Bandpaßfilter aus einen Rechteckwellenleiter ist allgenein so entworfen, daß es mit den Wert —7—

¹C

in den Bereich zwischen 1,4 und 1,8 arbeitet. Z.B. liegt in einen WRJ-4-Wellenleitertyp für 4000 MHz der Wert ·*■=— zwischen 1,4 und 1,63. Bei den WRJ-$-

Vellenleitertyp für 6OOO MHz liegt -~- in den Bereich

*c zwischen 1,58 und 1,71* Es ist daher offensichtlich,

daß die zweite Harmonische in den 7:— -Wertebereich

¹C

zwischen 2,8 und 3,3 bzw. zwischen 3,1 und 3*6 unterdrückt werden nuß. Un dieses Ziel zu erreichen, sollten die Resonanzkurven nie in diesen Bereich fallen. In Fig. 4 erfüllt der schraffierte Bereich diese Bedinpng. Genauer gesägt ist der Bereich günstig, in den der Vert -τ— in den Bereich zwischen 0,2 und 0,3 liegt. Der ac ^

Grund hierfür ist folgender: Venn die Verte in den Bereich 0,3 und 0,6 liegen, treten die Kennlinien

33» 35 und 36 jeweils für die Typen TE₁₀₂* TE₂₀₂ und TE ₀_ auf. Dies ist nicht günstig, un die höheren Typen zu beseitigen. In gleicher Weise wird in den Bereich oberhalb 0,6 die Resonanzfrequenz für den Grundtyp niedriger als die erwünschte Resonanzfrequenz

f und ist sehr schwer anzuheben. In den Bereich unter-ο

halb 0,2 ist die Resonanzfrequenz unnötig hoch und ebenfalls schwer abzusenken. Wählt nan daher die Hohlraunlänge 1 so, daß sie in diesen Bereich fällt, dann kann die zweite hamonische Teilschwingung unterdrückt werden. Dies erhöht jedoch den Vert von ττ—" *>uf einen

¹C

Wert, der von 1,9 bis 2,7 reicht, wie durch die Kennlinie 31 gezeigt ist. Un ihn wieder in den Bereich zwischen 1,4 und 1,8 zurückzustellen, nuss ein kapazitives Elenent in den Hohlraun der Fig. 3(») eingefügt

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werden, ua so die Resonanzfrequenz für den Grundtyp zu verhindern. In diese· Fall aussen die Resonanzfrequenzen der höheren Typen TE₂₀ , TE₁₀₂, TE^₀₁, TE₂₀₂ und TE₁₀^ so ausgebildet werden, daß -jr— nicht in den Bereich zwischen 2,4 und 3,6 koaaen kann, da dieser Bereich zu den unerwünschten zweiten höheren Haraonischen gehört, die alt den höheren Typen aitschwingen könnten. Das Verfahren, ua dies zu erreichen, ist wie folgt:

Vie durch die Kennlinie 32 in Fig. 4 angegeben ist, ist es für den höheren Typ TE₂₀₁ ausreichend, seine Resonanzfrequenz zu veraindern oder sie ungeändert zu lassen. Vie in Fig. 3(b) gezeigt ist, liegt die Stelle, an der das Feld des Typs TE₂₀ ein Miniaua besitzt, auf der Mittellinie E-E* auf der Hauptebene des Rechteckwellenleiters 20. Dies bedeutet, dass die Resonanzfrequenz des Typs TE₂₀₁ durch Einfügung eines kapazitiven Stabes an einer Stelle alt Auanahae E-E* vermindert werden kann. In diesea Falle ist die Grenzfrequenz f _2Q, noraiert durch die Grenzfrequenz f für den Typ ( ) gleich 2, ein Vert, der ausreichend oberhalb

des Frequenzbereichs für den Typ TE₁₀₁ liegt, der von 1,4 bis 1,8 reicht. Das bedeutet, daß für den Typ der kapazitive Stab irgendwo angeordnet werden kann· Da auch die Resonanzfrequenzen für die höheren Typen TE₁₀₃, TE₁^₀₁, TE₃₀₂ alt Auenahae von TE₁₀₃ ausreichend hoch sind, ist die Unterdrückung der zweiten Haraonischen nicht problematisch· Es aüssen daher nur dl· Typen TE₁₀₂, TE₃₀₁ und TE₂₀₂ in Betracht gesogen werden Ua zu verhindern, dall die Resonanzfrequenzen für dl· drei Typen TE₁₀₂, TE₃₀₁ und TE₂₀₂ zu nieder werden und •in bestiaates besonderes Band infolge der Einfügung

BAD OFUQtNAL

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-ΙΙ-

kapazitiven Stab·· in den Hohlraum erreichen, au0 diea«r kapazitive Stab an einer aolchen Stelle angeordnet werden« an der da· Feld eine· jeden höheren Typ· TE₁₀₂, TE₃₀₁ und TE₂₀₂ ein Minimi« besitzt. Ua auch die Resonanzfrequenz der Grundwelle TE₁₀₁ abzusenken, au·· der kapazitive Stab an einer solchen Stelle angeordnet werden, an der das Feld des Grundtype TE₁₀₁ ein Maxima besitzt. FUr den Typ TE₁₀₂ sollte der kapazitive Stab auf der Mittellinie A-A* des Hohlraua· angeordnet werden, wie in Fig. 3(c) gezeigt ist. FOr den Typ TE₃₀₁ sollten die kapazitiven Stabe auf den Dreiteilungslinien B-B* und C-C* auf der Hauptebene lange der Längsachse angeordnet werden, wie in Fig. 3(d) gezeigt 1st. FUr den Typ TE₂₀₂ iet da· Eleaent auf der Mittellinie A-A* des Hohlrauas und auch der Mittellinie E-E* auf der Hauptebene des Rechteckwellenleiters, wie in Flg. 3(·) gezeigt ist. Di· diesen Typen geaelns&aen Stellen sind D und D*, an denen die Mittellinie A-A' des Hohlrauas sich alt den Dreiteilungelinien B-B* und C-C* schneidet, wie in Flg. 3(f) gezeigt 1st. Vie oben beschrieben wurde, bereitet es bei dea Typ TE₂₀₁ kein Problee, die zweite haraonische Teilschwingung zu unterdrücken. Ua den Typ TE₂₀₁ zu unterdrücken, ist es notwendig, das Bandpaßfilter ayaaetriach auszubilden, da die Feldintensit&taverteilung auf einer Seite in der Phase entgegengesetzt ist zu der der anderen Seite, bezogen auf die Mittellinie E-E* auf der Hauptebene, und daher sollte eine Koaponente einer Phase stets von einer entsprechenden Koaponente der entgegengesetzten Phase in einea Wellenleiter begleitet sein.

BAD ORIQiNAL

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Aueführungsforaen der Erfindung werden weiterhin anhand der Figuren 5 und 6 beschrieben. Un zu verhindern, daß die Resonanzfrequenz der anderen Typen ale des Typs TE-_O1 in den Bereich unterhalb der Frequenz fallen, die zweiaal so groß wie die Resonanzfrequenz der Grundwelle ist, wird die Länge 1 des Hohlraums des Rechteckwellenleiter· gleich 1/3 X g la Gegensatz zu der entsprechenden Länge e/2 Λ g des üblichen Bandpaßfiltere geaacht und einstellbare kapazitive Eleaente (Schrauben) kl und 4»1* werden an zwei Stellen eingebaut, an denen die Dreitellungelinien 42 und k2' auf der Hauptebene des Rechteckwellenleiters 4O sich ait der Halbierenden 4*3 des Bereiche 1 zwischen den induktiven Stäben kk und kk* schneiden. Vie aus den Figuren 3(c),(d) und (e) und deren Beschreibung zu ersehen ist, sind die kapazitiven Stäbe an den Stellen angeordnet, an denen die Feldinten« eltät ein Miniaua bezüglich der höheren Typen TE₁₀₂, TE-Q₁ und TE-₀₂ "»α i" wesentlichen ein Maxiaua bezüglich des Grundtype TE₁₀₁ besitzt. Durch Verwendung der kapazitiven einstellbaren Schrauben k^ und *M · kann ein gewünschter Durchlaßbereich für den Grundtyp TE₁₀₁ erhalten werden, wobei die Resonanzfrequenzen für die hlheren Typen ausserhalb des Durchlaßbereiche gehalten werden. Auch der Typ TE₂₀₁ wird infolge der Syaaetrie de· Filters unterdrückt.

Flg. 6 zeigt die Däapfungs/Frequenz-Kennlinien des Filtere der Fig. 5 zur Unterdrückung der zweiten Haraonlechen. VIe «ich aus der Kennlinie ergibt, ist dieses Filter in der Lage, die htfheren Typen in de« Frequenz-

BAD ORIGINAL

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bereich zu unterdrücken, der zweimal so hoch ist wie die Resonanzfrequenzen des Grundtyps. Insbesondere unterdrückt dieses Filter die höheren Typen in dem Bereich,

x»

in dem γ— von 2,8 bis 3,6 erreicht, während der Vert ■ψ— für den Durchlaßbereich der Grundwelle von 1,4 bis 1^8 reicht. Somit wird die zweite harmonische Wellenkomponente beseitigt.

Die Figuren 7 bis 9 zeigen weitere Ausführungsformen. Diese beruhen auf der Tatsache, daß, wie oben beschrieben wurde, der höhere Typ TE₂₀₁ außerhalb der Betrachtung gelassen werden kann, wenn die zweite Harmonische unterdrückt werden soll und daher der Aufbau des Bandpaßfilters nicht symmetrisch zu sein braucht.

Fig. 7 zeigt ein Ausführungsbeispiel, bei dem nur eines der symmetrischen Elemente der Fig. 5 verwendet ist.

Fig. 8 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel, bei dem eines der einstellbaren kapazitiven Elemente (Schraube) an der gegenüberliegenden Hauptfläche des Wellenleiters angebracht ist.

Fig. 9 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel, bei dem zwei kapazitive Elemente anstelle eines in der Nähe der Stelle angeordnet sind, die der des kapazitiven Elements der Fig. 7 entspricht. In ähnlicher Weise können die Anordnungen der Figuren 5 und 8 durch Ersatz des einzigen kapazitiven Elements durch mehrere kapazitive Elemente, die um die Stellen wie in Fig. 5 oder 8 angeordnet sind, abgewandelt werden.

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Fig. 10 zeigt eine Anordnung, bei der die kapazitiven Eleaente wie in Flg. 7 zusätzlich an der unteren Hauptebene dea Wellenleiters angeordnet sind. Dia gleiche Anordnung kann in Verbindung alt den Figuren 5 und 7 durchgeführt werden.

Anhand der verschiedenen AuefUhrungebeispiela wurden einstufige BandpaBfiltar beschrieben. Ia allgemeinen beateben die Bandpaßfilter zur Unterdrückung von höheren Haraonischen aus aehreren Stufen. Selbetveratändlich kann die Erfindung auch auf aolche aehretufige Bandpaßfilter angewendet werden. Die Erfindung let auch auf ein Viertel-Wellenlängen-Koppel- und Direkt-Koppel-Bandpaßfilter zur Unterdrückung von höheren Haraonischen anwendbar.

Dar Rechteckwellenleiter, der bei den obigen AuafUhrungabeispielen verwendet wurde, kann durch einen kreisförmigen oder elliptischen Wellenleiter ereetzt werden.

Auch kann die Anzahl der Blindleitwertstäbe, die bei den Ausführungabaiepielen zur Begrenzung eine» Jaden Stufe dea Filtere verwendet werden, nicht notwendigerweise drei sein. Sie kann zwei, vier oder Jede andere beliebige Zahl aein. Ausserdea können dieaa Stäbe Fensterfora oder Jede andere Fora besitzen.

Bei den Auefflhrungabeispielen wurden zwei eineteilbare Schrauben ala veränderbare kapazitive Elemente an symmetrischen Stellen an der Hauptebene bzw. an den Hauptebenen verwendet. Die Anzahl dar Schrauben kann Jedoch beliebig gewählt werden. Die Stellaader kapazitiven Elemente mflaeen nicht notwendigerweiee β] trieeh aain.

BAD ORtQtNAL

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Di* Erfindung kann auch zur Unterdrückung höh·rar Hareoniechar ala dar »weiten Haraoniachen verwand«t warden·

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Claims

Patentanspruch

BandpaOfliter zur Unterdrückung von höheren Harmonischen, bestehend au· einem Wellenleiterabschnitt zur Ausbreitung elektromagnetischer Wellen, einem Paar von Blindleitwertelementen, die an der Innenseite des Wellenleiterabschnitts angeordnet sind, um einen Hohlraumresonator zu begrenzen, und wenigstens einer Schraube, die einstellbar an der Wand des Wellenleiterabschnitte befestigt ist, in den Hohlraum des Wellenleiters ragt und als kapazitives Element für den Hohlraumresonator dient, dadurch gekennzeichnet, daß der axiale Abstand zwischen den Blindleitwertelementen (21, 2A' ikk,kk*) derart bestimmt ist, daß die Resonanzfrequenzen des Resonators f(ir höhere Schwingung β typen außerhalb des Bandes liegen, das zur Unterdrückung der höheren harmonischen Wellenkomponenten notwendig ist, die in der elektromagnetischen Welle enthalten sind, und daß die einstellbare Schraube (^I ,^1^f) an der Stelle angeordnet ist, an der sie als kapazitives Element für den besonderen Schwingungetyp für die Grundwellenkomponente der elektromagnetischen Welle und nicht für die Typen der höheren harmonischen Komponenten dient.

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